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环路稳定的标准. 只要在增益为1时(0dB)，剪切频率下，整个环路的相移小于360度,环路就是稳定的，一般设计相角余量为45度。 对于环路带宽的选择有以下几个限制： 根据采样定理，剪切频率不可能大于1/2 Fs; 为了抑制电网纹波（120Hz）能够减小并且保证直流控制精度，设计该频率点附近的增益（开环增益）要足够大。【抑制输入电压的低频噪声和使得输出电压相 对于参考电压的直流误差减小】 误差放大器的带宽不是无穷大（运放的开环增益随着频率的上升而减小）,当把剪切频率设的很高时会受到补偿放大器无法提供增益的限制,及电容零点受温度影响 等.所以一般实际剪切频率最大取开关频率的1/6-1/10。 对于三种误差放大器我做了一些推导并导出了它们的图形： 1型：“单极点补偿,适用于电流型控制和工作在DCM方式并且滤波电容的ESR零点频率较低的电源.其主要作用原理是把控制带宽拉低,在功率部分或加有其 他补偿的部分的相位达到180度以前使其增益降到0dB. 也叫主极点补偿. ” 2型：“双极点,单零点补偿,适用于功率部分只有一个极点的补偿.如:所有电流型控制和 非连续方式电压型控制.” 以2型为例，分析一下，R2，C2，C1的作用。 从以下的分析来看，电阻R1和电容C1在原点（理论上）形成一个极点,受放大器开环增益的限制,这个极点并不是从原点开始的,它的作用是提高低频时候的增 益。 电阻R2和电容C2形成一个零点,作用是提升设定的某一点的相位 电阻R2和电容C1(忽略C2的影响,频率较高时C2的阻抗很小,近似于短路，导纳=2×pi×f×C，电容越大同样的频率的阻抗越低，导纳越大)形成一 个高频极点,它的目的是来衰减高频噪音和开关频率的影响,提高系统的增益裕度. 对于元件的取值一般的来说: R3<<R1 C1<<C2  3型：“三极点,双零点补偿.适用于输出带LC谐振的拓扑,如所有没有用电流型控制的电感电流连续方式拓扑. ”  一般的我们要求只要在增益为1时(0dB)，剪切频率下，整个环路的相移小于360度,环路就是稳定的，一般设计相角余量为45度。 如果相移接近360度,会产生两个问题: 1)相移可能因为温度,负载及分布参数的变化而达到360度而产生震荡（这可以理解为温度影响元件参数的实际大小，加大了寄生参数，当负载突变的时候系统 可能不稳定）; 2)接近360度,电源的阶跃响应(瞬时加减载)表现为强烈震荡,使输出达到稳定的时间加长,超调量增加（临界稳定系统的超调越大，系统的余量越大，响应 越平稳，可以用阶越响应输入系统，用拉斯反变换看系统的响应） 误差放大器是工作在深度负反馈状态的,反馈本身就有180度相移,所以对于功率部分和补偿网络的总共只有180度的余量.幅值裕度不管用上面哪种补偿方式 都是自动满足的（这个比较好理解）,所以设计时一般不用特别考虑. 由于增益曲线为-20dB/decade（一个极点）,曲线引起的最大相移为90度,尚有90度裕量,所以一般最后合成的整个增益曲线应该为-20dB /decade部分穿过0dB.在低于0dB带宽后,曲线最好为-40dB/decade（双极点）,在双极点的作用下，系统一旦离开剪切频率，增益会迅 速上升,低频部分增益很高,使电源输出的直流部分误差非常小,既电源有很好的负载和线路调整率（这里可以理解为低频增益越大，系统响应越快）.  关于具体计算部分，我宣布明天再补上，这部分我现在也在看，可能不够成熟，欢迎提意见，向cmg致敬。 http://www./bbs/d/17/4745.html 帖子有点乱，不好好看也看不懂，混杂了很多经验之谈和推导过程，打算把这个东西一点点剥离出来，帖子是按照反激来算的，多了一个RHZ，不过暂时还不算太 明白。 这里有个中文的文件关于环路稳定性的，从电源书里摘录出来，也要放在这里。 http://space./upload/2009/9/27/f9b2414e-a5c2-4c45-ad53-73f7b90964d4.rar http://space./upload/2009/9/27/e3f291d2-3acf-45bb-b0e7-a83328fa2067.rar http://space./upload/2009/9/27/362b6f43-b5ed-4eef-aa38-cccff51c45ec.rar |
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