开关电源的开关损耗2006-12-25 16:13:25 来源:美信公司 关键字: 开关电源 作者:Roger Kenyon 美信公司应用工程部总监
当沟道完全打开,沟道电阻(RDS(ON))降到最低;如果降低栅极电压,沟道电阻则升高,直到几乎没有电流通过漏极、源极,这时MOSFET处于断开状态。可以预见,沟道的体积愈大,导通电阻愈小。同时,较大的沟道也需要较大的控制栅极。由于栅极类似于电容,较大的栅极其电容也较大,这就需要更多的电荷来开关MOSFET。同时,较大的沟道也需要更多的时间使MOSFET打开或关闭。工作在高开关频率时,这些特性对转换效率的下降有重要影响。 在低开关频率或低功率下,对SMPS MOSFET的功率损耗起决定作用的是RDS(ON),其它非理想参数的影响通常很小,可忽略不计。而在高开关频率下,这些动态特性将受到更多关注,因为这种情况下它们是影响开关损耗的主要原因。
对SMPS的栅极电容充电将消耗一定的功率,断开MOSFET时,这些能量通常被消耗到地上。这样,除了消耗在MOSFET导通电阻的功率外,SMPS的每一开关周期都消耗功率。显然,在给定时间内栅极电容充放电的次数随开关频率而升高,功耗也随之增大。开关频率非常高时,开关损耗会超过MOSFET导通电阻的损耗。 随着开关频率的升高,MOSFET的另一显著功耗与MOSFET打开、关闭的过渡时间有关。图3显示MOSFET导通、断开时的漏源电压、漏极电流和MOSFET损耗。在功率损耗曲线下方,开关转换期间的功耗比MOSFET导通时的损耗大。由此可见,功率损耗主要发生在开关状态转换时,而不是MOSFET开通时。 MOSFET的导通和关断需要一定的过渡时间,以对沟道充电,产生电流或对沟道放电,关断电流。MOSFET参数表中,这些参数称为导通上升时间和关断下降时间。对指定系列中,低导通电阻MOSFET对应的开启、关断时间相对要长。当MOSFET开启、关闭时,沟道同时加有漏极到源极的电压和导通电流,其乘积等于功率损耗。三个基本功率是: P = I*E P = I2*R P = E2/R 对上述公式积分得到功耗,可以对不同的开关频率下的功率损耗进行评估。 MOSFET的开启和关闭的时间是常数,当占空比不变而开关频率升高时(图5),状态转换的时间相应增加,导致总功耗增加。例如,考虑一个SMPS工作在50%占空比500kHz,如果开启时间和关闭时间各为0.1祍,那么导通时间和断开时间各为0.4祍。如果开关频率提高到1MHz,开启时间和关闭时间仍为0.1祍,导通时间和断开时间则为0.15祍。这样,用于状态转换的时间比实际导通、断开的时间还要长。 可以用一阶近似更好地估计MOSFET的功耗,MOSFET栅极的充放电功耗的一阶近似公式是: EGATE = QGATE×VGS, QGATE是栅极电荷, VGS是栅源电压。 在升压变换器中,从开启到关闭、从关闭到开启过程中产生的功耗可以近似为: ET = (abs[VOUT - VIN]×ISW×t)/2 其中ISW是通过MOSFET的平均电流(典型值为0.5IPK),t是MOSFET参数表给出的开启、关闭时间。 MOSFET完全导通时的功耗(传导损耗)可近似为: ECON = (ISW)2 ×RON×tON, 其中RON是参数表中给出的导通电阻,tON是完全导通时间(tON= 1/2f,假设最坏情况50%占空比)。 考虑一个典型的A厂商的MOSFET: RDSON = 69mW QGATE = 3.25nC tRising = 9ns tFalling = 12ns 一个升压变换器参数如下: VIN = 5V VOUT = 12V ISW = 0.5A VGS = 4.5V 100kHz开关频率下每周期的功率损耗如下: EGATE = 3.25nC×4.5V = 14.6nJ ET(rising) = ((12V - 5V)×0.5A×9ns)/2 = 17.75nJ ET(falling) = ((12V - 5V)×0.5A ×12ns)/2 = 21nJ ECON = (0.5)2 ×69mW×1/(2× 100kHz) = 86.25nJ. 从结果可以看到,100kHz时导通电阻的损耗占主要部分,但在1MHz时结果完全不同。栅极和开启关闭的转换损耗保持不变,每周期的传导损耗以十分之一的倍率下降到8.625nJ,从每周期的主要功耗转为最小项。每周期损耗在62nJ,频率升高10倍,总MOSFET功率损耗增加了4.4倍。 另外一款MOSFET: RDSON = 300mW QGATE = 0.76nC TRising = 7ns TFalling = 2.5ns. SMPS的工作参数如下: EGATE = 0.76nC×4.5V = 3.4nJ ET(rising) = ((12V - 5V)×0.5A×7ns)/2 = 12.25nJ ET(falling) = ((12V - 5V)×0.5A×2.5ns)/2 = 4.3nJ ECON = (0.5)2 ×300mW×1/(2× 1MHz) = 37.5nJ. 导通电阻的损耗仍然占主要地位,但是每周的总功耗仅57.45nJ。这就是说,高RDSON(超过4倍)的MOSFET使总功耗减少了7%以上。如上所述,可以通过选择导通电阻及其它MOSFET参数来提高SMPS的效率。 到目前为止,对低导通电阻MOSFET的需求并没有改变。大功率的SMPS倾向于使用低开关频率,所以MOSFET的低导通电阻对提高效率非常关键。但对便携设备,需要使用小体积的SMPS,此时的SMPS工作在较高的开关频率,可以用更小的电感和电容。延长电池寿命必须提高SMPS效率,在高开关频率下,低导通电阻MOSFET未必是最佳选择,需要在导通电阻、栅极电荷、栅极上升/下降时间等参数上进行折中考虑。 |
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