音频功率放大器的CMOS电路设计与仿真模拟文章出处：现代电子技术 发布时间： 2011/09/02 | 348 次阅读 | 0次推荐 | 0条留言 引言 随着集成技术的迅猛发展，体积小巧的便携通信设备有了更加广阔的市场前景。但是对于应用于这些便携式设备中的音频功率放大器芯片则有更加严格的要求。便携式设备体积小，由电池供电，所以要求音频功率放大器芯片有尽可能少的外围设备，尽量低的功耗。此外，对于通信设备而言，在频率217 Hz时会产生CDMA噪声，所以音频功率放大器必须也有较强的电源抑制比(PSRR)。本文中的音频功率放大器就是为了使用尽可能少的外部组件提供高质量的输出功率而专门设计的，它不需要外接自举电容和耦合电容，所以非常适合于移动电话或其他低压设备。 电路结构设计 基于CSMCO．5μm CMOS工艺设计一种带滞回功能的高稳定性电压控制电路，利用迟滞比较器对旁路电压和基准电压进行比较并控制电容的充放电，提高了电压的稳定性。Cadence Spectre仿真结果表明，该电路产生的电压稳定性高，功耗低，且其滞回功能能有效抑制噪声。与普通的旁路电压控制电路相比，具有更高的稳定性和抗噪声能力，可广泛用于各种功率放大镜内部。 音频功率放大器被广泛应用于诸如移动电话、MP3，MP4等便携式设备中，而为了使音频功率放大器能正常工作，其内部必须含有旁路电压控制电路，以产生正确的直流偏置电压使电路正常工作。这里在O．5μm CMOS工艺条件下，设计了一种采用电流反馈实现迟滞功能的旁路电压控制电路。 1 电路结构 旁路电压控制电路包括施密特电路、比较器电路和控制电路三大部分。 1．1 施密特电路 集成电路的广泛应用为芯片添加关断功能以降低芯片的功耗成为必需。该设计中的M25～M29组成的施密特电路就提供了此功能。当外部引脚“SHUTDOWN”电压Vin为低电平时，M25，M26导通，M27，M28截止，D点输出高电平，此时整个电路处于关断状态，内部功耗极低。随着Vin逐渐升高，当Vin>VTH(M28)时，M28，M29均处于导通状态，则M28的漏端电压为M28，M29对电源的分压，近似为VDO／2．故M27仍截止。当Vin继续上升，M25，M26导通能力下降，导致M27的源端电压下降，当VGS(M27)>VTH(M27)时，M27开始导通，使D点电压急剧下降，进一步使M25，M26的导通减弱直至截止，此时，输出翻转，D点输出低电平，电路转为正常工作。 施密特触发器的特点在于其可将缓慢变化的电压信号转变为边沿陡峭的矩形脉冲，所以即使外部引脚“SHUTDOWN”的电压变化缓慢或包含噪声，电路都能正常地工作；同时也能看出，只有在输入大于一定电压时，电路才会正常工作，这样的设计提高了电路的抗干扰能力。 1．2 电压比较器电路 比较器用于比较两个输入模拟信号并由此产生一个二进制输出。而通常情况下，比较器工作于噪声环境中，并且在阈值点检测信号的变化。当一个包含噪声的信号加在没有迟滞功能的比较器的输入端，会使比较器的输出充满噪声，甚至有可能出现振荡现象。故在设计时往往借助正反馈以实现滞后功能，使电路具有一定的抗噪声能力。这种正反馈往往分为外部正反馈和内部正反馈，又由于外部正反馈所需的高精度的电阻在集成电路中很难实现，所以内部正反馈得到了更为广泛的应用。 M8～M12为电流反馈部分。当比较器输出高电平时，开关管M9和M12均导通，M11和M8组成电流镜结构，当M11，M8均处于饱和区时电流镜正常工作且M11，镜像M8的漏电流并反馈回A点，以改变比较器负向转折的阈值电压VTRP-，达到迟滞的目的。 则通过调节M11和M8管的宽长比，可以改变反馈回A点的电流大小，从而改变电路的负向转折阈值电压。此时比较器的正向转折点和负向转折点不等，比较器电路具有双稳态特性，其宽度为：
该宽度电压表明了比较器所允许的最大噪声幅度。 1．3 控制电路 控制电路所实现的功能为产生比较器所需的基准电压和对旁路电容进行充、放电。图1中，M17，M18的栅极电压由放大器的偏置电路产生。当PD为低电平时，开关管M15导通，调节R1，R2的值，使B点的电压等于VDD／2，并将B点的电压作为比较器的正向转折电压，此时开关管M19导通。电路对旁路电容CB充电且将C点电压作为比较器的正向输入。当电容上的电压低于时，比较器输出低电平，M21截止；当电容上的电压高于正向转折电压时，比较器输出高电平，M19截止，电路停止对旁路电容充电，同时M21导通。此时C点的电压为：
式中：VC+为M21导通后电容上的电压；VC-为M21导通前的电容上的电压；τ为时间常数，τ=(RB+R)C；RB为B点到地的等效电阻。可以看到在一段时间后，旁路电容上的电压将近似等于B点电压，即VDD／2，则得到所需的旁路电压。同时，考虑到音频功率放大器上电、掉电的“POP”噪声是由旁路电压的瞬间跳变引起的，所以可以适当的增大旁路电容以增大旁路电压的上升、下降速度，起到减少“POP”噪声的作用。 当PD为高电平时．M16截止，电路不工作。 众所周知，AB类功放有比A类功放更高的效率，比B类放大器更低的交越失真。是现在音频功率放大器市场上的主力军。输出运放是整个电路的核心，它的性能直接影响着整个芯片的各性能参数。 2 运放结构的选择 本文中运用两个AB类输出的运放组成桥式结构，如图1所示。 第一个放大器的增益可由外部设置，第二个放大器的增益是内部固定的单位增益。 第一个放大器的闭环增益由RF和RI的比值来确定，第二个放大器的增益由内部两个20 kΩ的电阻固定。 图l中可以看出，第一个放大器的输出作为第二个放大器的输入，这样使得两个放大器的输出在幅值上是相等的，而相位上相差180°。 桥式结构的工作不同于经典的单端输出而负载另一端接地的放大器结构。和单端结构的放大器相比，桥式结构的设计有其独特的优点。它可以差动驱动负载，因此在工作电压一定的情况下输出电压的摆幅可以加倍。在相同条件下，输出功率是单端结构的4倍。桥式结构和单端结构相比还有另外一个优点。由于是差分输出，Vo1和Vo2偏置在1／2VDD，因此在负载上没有直流电压。这样就不需要输出耦合电容，而在单电源供电单端输出的放大器中这个电容是必须的，没有输出耦合电容，负载上1／2VDD的偏置可以导致集成电路内部的功耗和可能的响度损失。鉴于以上的种种优点，这里选择的电路结构为，由两个AB类输出运放组成的桥式连接放大器结构。 3 放大器电路结构 放大器电路图如图2所示。
放大器第一级为折叠共源共栅结构，这种结构改善了两级运算放大器的共模输入范围以及电源噪声抑制特性。它可以看做是一个差分跨导级与电流级级联再紧跟一个Cascode电流镜负载的结构。第二级为AB类推挽式输出，这种输出可以高效地利用电源电压和电源电流。和一般共源共栅放大器所不同的是，在输出端加入了M11，M12，M13，M14四个管子，使单端输出变成了双端输出。这四个管子与偏置电路、第二级的推挽式输出电路共同组成了两个跨导线性环。
跨导线性环是一个通过非线性电路提供线性关系的电路。图2中M21，M13，M23，M24和M22，M12，M25，M26各组成了一个跨导线性环，容易得出：
结果得到了一个与晶体管尺寸有关的电流表达式，由式中可以看出，输出功率管M21的静态电流由M13，M21，M23，M24的宽长比与电流决定，与输入信号无关。因此，预先设定好四个管子的宽长比，给M13，M23，M24以固定的电流，输出功率管的静态电流就被确定下来了。但是运放中加入四个MOS管是否不会影响运放的其他性能。从信号通路的角度看，晶体管M11，M12，M13，M14中只流过直流电流，没有交流电流从中通过，它们屏蔽了交流行为，对来自第一级的电流表现为一个无穷大的交流阻抗。这四个MOS管设置了输出功率管的静态电流，但是对于第一级的增益、带宽均不起作用。所以放大器的增益仍然为：
使用跨导线性环的目的是当一个输出晶体管流过大电流时，防止另一个输出晶体管关断。实际上，当M21流过一个大的输出电流时，M22就有可能被关断。在流过大的输出电流的情况下，至少要保证M22上能流过一个最小的电流，这样就可以减少交越失真并且提高速度。 对于这样的多极点两级运放来说，在输出端电阻和电容串联做米勒补偿，以增大相位裕度，提高稳定性。通过频率补偿，两个主极点分别为：
适当调节R，使z=p2，可使零点与第二主极点相互抵消，增加了系统的稳定性。 4 仿真结果及分析 放大器频域响应如图3所示。
5 结语 该设计的AB类输出功率放大器电路，采用折叠式共源共栅结构，功率管推挽式输出，同时利用外部电流源供电，采用低压共源共栅电流镜结构的偏置电路。仿真结构表明该运放具有高增益，低输入失调电压，低THD等特点，同时具有良好的频率特性，较低的静态功耗，满足一块高性能的AB类音频功放芯片的要求。 |
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