|
第十章 扫描电路 在电视接收机中，为了实现与发送端电子束同步扫描，需要一个与发送端同步的扫描电路。扫描电路的信号处理方式是首先从全电视信号中取出复合同步信号，然后从复合同步信号中分离出行同步和场同步信号，接着分别经过行扫描电路和场扫描电路的处理，得到线性良好和幅度足够，且分别被行、场同步信号同步的扫描电流，以保证在屏幕上显示出宽高比正确和线性良好的光栅。另外，还要产生行、场逆程脉冲等辅助信号，为整机工作提供各种供电电压。扫描电路通常包括同步分离电路、行扫描电路和场扫描电路。 10.1 创维5D20 机芯行场小信号处理电路原理 如图 10 － 1 所示，是创维 5D20 机芯行场小信号处理电路。其中， IC801 （ TDA9111 ）是行场小信号处理集成电路； R801 、 R802 是隔离电阻，用于将 DPTV － DX 与 TDA9111 隔离，防止两部分电路互相影响、互相牵制； C801 是第二锁相环环路低通滤波电容； C807 是行锯齿波形成电容，它决定行锯齿波的线性； R804 是内部放大器的偏置电阻，它决定行锯齿波电流的幅度； C808 、 C811 、 R811 、 D801 是第一锁相环双时间常数低通滤波电路，用于抗干扰； C812 是行相位调整滤波电容； C828 是水平动态聚焦滤波电容； R824 是分流电阻； R812 、 C813 组成行逆程积分电路； C814 、 C815 是行部分基准电压纹波滤波电容； R823 是分流电阻； R816 是降压电阻； C822 是纹波滤波电容； C823 是场 AGC 滤波电容； C825 、 C826 是场基准信号滤波电容； C827 是场锯齿波形成电容； Q800 、 R830 、 D802 、 R831 、 R833 、 Q801 用于 X 射线保护； R806 是隔离电阻； R814 是内部缓冲放大器的集电极供电电阻； C820 、 C821 是纹波滤波电容； R813 是限流电阻； R826 、 R827 是隔离电阻。 当送到 TDA9111 的 32 脚的电压达到 4.0V 前，其内部的复位发生器产生复位电压，使内部的寄存器复位到各自的默认值；＋ 12V 供电送到 29 脚，经内部基准稳压电路稳压之后，产生多路基准电压，其中，两路基准电压分别送到行部分电路和场部分电路；如果 TDA9111 在得到上述两路基准供电后，同时 CPU 送入了正确的数据到 TDA9111 的 I2C 总线接口，那么内部电路开始工作。 行部分在得到正常的供电和正确的 I2C 总线数据之后， TDA9111 内部的 VCO 压控振荡器开始振荡，振荡产生的信号通过对 5 脚外围的锯齿波形成电容 C807 的充电和放电，得到一个与 6 脚外围电阻 R804 成比例的线性锯齿波信号，其上限值、下限值分别是 6.4V 和 1.6V 。锯齿波信号经过移相器的移相、占空比调整电路的调整和缓冲放大器的放大，从 26 脚输出正确的行频锯齿波信号。当行同步脉冲被送到 1 脚后，内部电路根据 CPU 提供的数据选择输入信号的极性，然后根据输入信号进行同步处理，同步信号送到相位 / 频率比较器进行鉴相，得到的误差电压经过 7 脚外围的低通滤波电路的滤波，送到 VCO 压控振荡器，控制其振荡频率。当积分的行逆程脉冲由 12 脚送到内部的相位比较器时，比较得到的误差电压经过 4 脚外围电容 C801 的低通滤波电路的低通滤波，送到移相器进行移相，移相的信号用于改变行锯齿波信号的相位。 当由于行输出部分电路出现故障引起 PROTECT 的电压升高到一定值导致 Q800 和 Q801 导通之后，那么首先行锯齿波信号被短路到地，同时 25 脚电压的变化会引起内部保护电路起控，另外，当 12 脚输入的行逆程脉冲达到 0.7V 时，其内部的比较器会输出电压引起内部保护电路起控，此两种情况都会控制缓冲放大器使行驱动信号没有输出，从而起到保护作用。 电路中， Q801 及其外围元件还有软起动作用，由于 TDA9111 的行振荡电路采用了 RC 振荡元件，在刚开机瞬间其振荡频率比正常时要低，这样就会引起行逆程电压偏高，那么就可能会导致元件损坏，因此，为了避免开机瞬间由于行频偏低引起行逆程电压升高而导致元件损坏，本机的 CPU 从复位起动后就开始倒计时，同时 CPU 的 18 脚输出高电平， A 点的电位升高，最终使得 Q801 导通，行频锯齿波被短路到地，从而实现保护，在约 5 秒钟之后， CPU 内部的计时器停止计时（此时行振荡电路的振荡频率也已经稳定到了正常值）， CPU 的 18 脚变为低电平， Q801 截止，行频锯齿波被送到行激励电路，行输出部分才有可能正常工作，于是就实现了软起动功能。 场部分在得到正常的供电和 I2C 总线数据后，内部的场振荡电路开始振荡，振荡产生的斜波信号对 TDA9111 的 22 脚外围的电容 C827 进行充电和放电，形成场频锯齿波信号，场频锯齿波信号经过放大和调整后，从 23 脚输出到场功率输出电路。 2 脚输入的场同步信号经过极性选择、同步处理，得到的信号用于强制本机的场振荡使之与发送端同步。 几何跟踪电路先将场斜波处理成场抛物波，然后根据 I2C 总线数据将场抛物波按一定的函数关系复合成 EW 信号，经过电路的射随放大，从 24 脚输出，用于校正光栅失真。 动态聚焦部分包括水平动态聚焦和垂直动态聚焦，水平动态聚焦电路从行逆程脉冲中取出锯齿波，垂直动态聚焦电路从场振荡获得场斜波，它们经过抛物波发生器，得到行和场抛物波，两抛物波经过叠加和射随放大，从 TDA9111 的 10 脚输出，用于动态聚焦。 10.2 创维5D20机芯行扫描电路原理 如图 10 － 2 所示，是创维 5D20 机芯行扫描电路（行振荡在 TDA9111 行场小信号处理电路中）。其中， C320 、 R329 是低通滤波电路元件， C320 是滤波电容， R329 是隔离电阻； R328 、 C306 是抗干扰元件，用于抑制行频锯齿波中瞬间的高频干扰； C312 是负反馈电容； Q303 是激励放大器； R327 是 Q303 的基极偏置电阻，起分压、分流作用； R322 ～ R326 、 Q304 、 C313 组成抗饱和电路，用于防止 Q306 、 Q305 处于过饱和太久而导致热击穿； R330 、 C314 、 D310 、 R331 、 Q306 、 Q305 、 T301 、 C316 、 R325 组成自举升压互补推挽电路， D310 、 C314 是自举升压电路元件， C316 用于提供交流通路； C364 是纹波滤波电容； ZD305 是稳压二极管； R653 是限流电阻； R394 是泄放电阻，用于在行输出管 Q307 截止时将行输出管基区储存的电荷迅速泄放，从而加速行输出管截止； C320A 、 C347 、 C317 、 C378 、 C320 、 C318 是逆程电容； D336 、 D311 、 D312 是阻尼二极管； H － DY 是行偏转线圈； L301 是行线性电感； R337 是偏流电阻，还有一定的阻尼作用，即限制 L301 两端的压降； C381 是 S 校正电容； R338 、 R339 、 R340 、 R341 是隔离电阻； C322 用于开机瞬间防止光栅有较大的扭曲； T302 是行输出变压器； R316 、 D318 、 ZD304 、 R350 组成 ABL 取样电路； D319 和 C328 、 D316 和 C327 、 D611 和 C646 、 D317 和 C326 、 D315 和 C325 是整流滤波元件； ZD303 、 R348 组成 T303 的超高反峰电压放电回路； R398 是隔离电阻； DY301 是聚焦组件； R356 是隔离电阻； T303 是动态聚焦升压器； C331 是谐振电容； C335 用于给升压线圈提供交流接地； D320 ～ D325 、 R362 、 C333 组成放电回路，用于防止 T303 磁饱和。 行振荡电路送来的行频锯齿波信号经过 C350 将高频成分滤除，滤波的信号经过 R329 隔离， R328 、 C306 滤除高频干扰，送到 Q303 进行激励放大，激励放大的信号送到 Q306 、 Q305 组成的自举升压互补推挽电路（也叫自举升压 OTL 功率输出电路）的推挽放大，推挽放大的信号经过 T301 阻抗匹配、耦合，送到行输出管 Q307 的基极，如果此时行输出管集电极得到正常的供电电压，那么行输出电路开始工作，得到大幅度的行频锯齿波电压，此行频锯齿波电压通过行偏转线圈，形成行频锯齿波电流，行偏转线圈由于通过行频锯齿波电流而产生磁场，从而实现水平扫描。同时，行输出变压器的初级绕组和次级绕组感应到电动势，次级绕组感应的电动势经过整流、滤波，得到本机工作需要的供电电压。本机送到 TDA9111 的行逆程脉冲由 C317 、 C347 分压得到；枕形校正信号由 D311 、 D312 的节点叠加到行频锯齿波电流中； ABL 电路根据 T302 的 10 脚电压变化情况在 R316 上得到 ABL 取样信号，用于自动亮度控制；动态聚焦电路从行输出变压器的 9 脚获得反映行的信号，经过 T303 的升压，叠加到聚焦电压中，从而实现动态聚焦， D320 ～ D325 、 R362 、 C333 组成放电回路，以避免 T303 充磁饱和而影响动态聚焦的动态特性。 行输出电路的工作过程如下： 正程后半段 在此期间，行输出管 Q307 的基极输入正脉冲， 行输出管 Q307 导通，形成电流回路：＋ 140V →行输出变压器 T302 的 2 － 1 初级绕组→行输出管的 C － E 结→地，同时， S 校正电容上的充电电压对偏转线圈充磁，其电流回路是： C381 →行偏转线圈→ R336 → C318//C378 → L301 → C381 和 C381 →行偏转线圈→ R336 → C320 →地→ Q307 的 E － C 结→ L301 → C381 ，这样通过偏转线圈的电流按指数规律上升，电子束从屏幕的几何中心向右扫描，当电流到最大时，电子束到达屏幕的最右边，于是 形成锯齿波电流的逆程后半段 。在倍频或逐行扫描时，其行频提高约一倍，此过程将比普通机器会缩短近一半（其它过程也一样）。 行逆程前半段 在此期间，行输出管 Q307 的基极输入负脉冲， 行输出管 处于截止，行偏转线圈上的电流不能突变，电流将按原来的方向流动，并将继续对逆程电容充电，直到最大值，其电流回路是：行偏转线圈→ C381 → L301 → C347 → C317 → C320 → R336 →行偏转线圈和行偏转线圈→ C381 → L301 → C318//C378 → R336 → 行偏转线圈，于是行偏转线圈上的电流由最大值逐渐下降到零，行偏转线圈上的磁能逐渐转化成逆程电容上的电能，电子束由屏幕的最左边扫描到屏幕中心，形成锯齿波电流的逆程前半段。在此期间，行偏转线圈和逆程电容参与了四分之一周期的自由振荡。 行逆程后半段 在此期间，行输出管 Q307 的基极输入负脉冲，行输出管处于截止状态，逆程电容上所充的电压通过行偏转线圈进行放电，行偏转线圈因此而通过电流，于是就会形成 电流回路： C318//C378 → L301 → C381 → 行偏转线圈→ R336 → C318//C378 和 C347 → L301 → C381 → 行偏转线圈→ R336 → C320 → C317 → C347 ，这样 逆程电容上的电能逐渐转化成行偏转线圈上的磁能，通过 行偏转线圈的电流逐渐增大到最大， 电子束由屏幕的几何中心逐渐扫描到最左边，于是 形成锯齿波电流的逆程后半段， 即完成第二个四分之一周期的自由振荡。 行正程前半段 在此期间，行输出管 Q307 的基极输入负脉冲，行输出管处于截止，行偏转线圈中的电流给逆程电容反向充电，行偏转线圈中的磁能全部转化为电能，从而又会形成电流回路：行偏转线圈→ R336 → C320 → C317 → C347 → L301 → C381 → 行偏转线圈和 行偏转线圈→ R336 → C318//C378 → L301 → C381 → 行偏转线圈， 当逆程电容上的电压大于电源电压时，阻尼二极管 D311 、 D312 正偏导通，自由振荡被阻尼，电子束从最左边扫描到屏幕中心，此过程形成锯齿波电流的正程后半段。 10.3 创维 5D20 机芯枕形校正电路原理 如图 10 － 3 所示，是创维 5D20 机芯枕形校正电路原理图。其中， R320 是隔离电阻； R389 、 R344 分别是 Q325 的基极上偏置电阻和下偏置电阻； R369 是隔离电阻； Q325 是倒相放大器； R382 是 Q325 、 Q326 的发射极供电电阻； R385 是 Q327 的基极偏置电阻； Q326 用于防止 Q325 过饱和； R303 、 R381 分别是 Q326 的基极上、下偏置电阻； R380 是负反馈电阻； C301 是负反馈电容； Q327 是射极跟随放大器； R342 是 Q327 的集电极供电电阻； C324 是滤波电容，用于滤除通过 L302 的行频信号； L302 是通低频阻高频电感。 当 EW 校正信号送到校正电路后，它经过 R369 ，送到 Q325 的基极，经过 Q325 的倒相放大从集电极输出，输出的信号送到 Q327 的基极，经过 Q327 的放大，从集电极输出。输出的信号一路通过 R342 、 L302 叠加到行频锯齿波电流中，也即完成用场抛物波调制行电流，从而实现枕形失真校正； Q327 集电极输出的一路信号经过 C301 反馈到 Q327 的基极，用于提高 Q327 的稳定性； Q327 集电极输出的一路信号经过 R380 ，送到 Q326 的基极，用于防止 Q325 和 Q327 过饱和而热击穿。 当 Q327 由于温度或电压原因出现过饱和时，其集电极电压降低很多，通过 R380 反馈到 Q326 的基极电位也降低很多，这样 Q326 的发射极与基极电压差会很大，于是 Q326 比正常时的导通程度加强，其发射极电位降低，由于 Q325 的发射极与 Q326 的发射极处于同一电位，那么 Q325 的发射极电位比正常降低很多， Q325 的发射极与基极的电压差减小很多，于是 Q325 的导通程度变浅，其集电极电压变低，由于 Q325 的集电极和 Q327 的基极处于同一电位，那么 Q327 的导通程度变浅，通过 Q327 的集电极和发射极的电流变小，从而避免 Q327 由于过饱和引起发热过严重而损坏。 图中 SVGA 输入信号仅在部分样机中才有采用。 10.4 创维 5D20 机芯动态聚焦电路原理 显像管的物理特性不可避免地决定了在图像边沿会出现散焦和清晰度较差的现象，为此高档机大屏幕彩电常采用四角动态聚焦电路对散焦问题进行校正，它将水平抛物波经过升压变压器的升压，叠加到聚焦电压中，从而动态地改变聚焦电压，实现动态聚焦。 如图 10 － 4 所示，是创维 5D20 机芯动态聚焦电路原理图。其中， DY301 是聚焦组件； T303 是动态聚焦升压器； R356 是隔离电阻； C331 是谐振电容； C335 用于提供交流通路； D320 ～ D325 、 R362 、 C333 组成放电回路，用于防止 T303 磁饱和。 当电子扫描到显像管的边沿时，行输出电路将会得到一个相应变化的电流，于是初级绕组就会感应到能反映电子束扫描到边沿的感应电压，根据互感原理，次级绕组也会感应到反映电子束扫描到边沿的感应电压，此感应电压从行输出变压器的 9 脚输出，经过 R398 隔离，送到升压变压器 T303 的初级绕组，经过 T303 的升压，得到约 1000Vp － p 的峰值电压，峰值电压经过 R356 隔离，送到聚焦组件，叠加到聚焦电压中，使得聚焦电压中包含有一个能反映电子束扫描到边沿的电压，从而实现动态聚焦。 10.5 创维 5D20 机芯场扫描电路原理 如图 10 － 5 所示，是创维 5D20 机芯场扫描电路原理图。其中， R383 是隔离电阻； C302 、 R384 、 C366 是低通滤波电路，用于抑制场频锯齿波中的高频干扰信号； R399 、 R301 、 C365 是低通滤波电路，用于抑制场基准信号中的高频干扰信号； C356 是滤波电容； D334 是隔离二极管； IC303 （ STV9379 ）是场输出集成电路； R385 是反馈电阻； D319 、 C328 是场逆程供电整流滤波元件； D330 、 D331 是阻尼二极管； C337 、 R367 用于消除 IC303 输出信号中的寄生振荡信号； R386 是反馈电阻； Q321 、 Q322 是互补推挽输出管 D317 、 C357 、 C326 是 IC303 的负电源整流滤波元件； R387 用于在逆程时阻尼场偏转线圈可能产生的高频振荡； VERTDY 是场偏转线圈； R388 是直流反馈电阻； D303 是开关二极管。 场锯齿波信号、场基准信号经过低通滤波之后，分别送到 STV9379 的 1 脚和 7 脚，经过内部集成运算放大器的放大，然后送到 OTL 功率输出电路进行推挽放大，推挽放大的信号从 5 脚输出，输出的场锯齿波经过 C337 、 R367 低通滤波，送到 Q321 、 Q322 组成的推挽输出电路进行功率放大，功率放大的场锯齿波电压经过场偏转线圈和 R388 到地，在场偏转线圈上形成锯齿波电流，产生磁场，从而实现垂直扫描。 正程前半段 ：即在正半波期间， STV9379 内部的 OTL 推挽输出电路上管的基极为高电平，上管导通，下管截止，从而形成电流回路： V ＋→上管的 C － E 结→ STV9379 的 5 脚→ Q321 、 Q322 推挽放大→场偏转线圈→ R388 →地，也就完成锯齿波正程扫描的前半段。 正程后半段 ：即在负半波期间， STV9379 内部的 OTL 推挽输出电路下管的基极为低电平，下管导通，上管截止，从而形成电流回路：场偏转线圈→ R386 →下管的 C － E 结→ STV9379 的 4 脚→ C357 →地→ R388 →场偏转线圈，也就完成锯齿波正程扫描的后半段。 逆程前半段 ：在此期间， STV9379 内部的 OTL 推挽输出电路的下管迅速截止，而场偏转线圈上的电流不能突变， STV9379 的 5 脚的电压将高于电源电压，此时内部的开关转换到 3 脚供电，上管基极的电位比其集电极电位高，于是其集电结处于正偏，上管反向饱和导通，电流从发射极往集电极流动，也就完成逆程扫描的前半段。 逆程后半段 ：在此期间，场偏转线圈上的电流慢慢减小，随着偏转电流的减小，当 5 脚输出的电压降低至低于电源电压时，上管又处于正向导通，即将进入下一个工作周期，在上管导通之前也就完成了逆程扫描的后半段。 10.6 STV9379F 内部组成原理框图 如图 10 － 6 所示，是 STV9379F 内部组成框图。我们可以把它看成一个包括场激励和具有双电源的 OTL 推挽功率场输出电路。 1 脚反相输入和 7 脚正相输入的信号首先要经过具有电流源的差分放大器的放大，抑制共模干扰，然后放大的信号送到激励放大电路进行激励放大，最后激励放大的信号送到 OTL 推挽功率输出电路进行功率放大，功率放大的信号从 5 脚输出。 3 脚内部的开关在场逆程的前半段接通，用于场逆程时提供供电电压。在逆程时，此电压用于 STV9379 的逆程供电和 Q321 提供供电，由于它比 6 脚输入的输出级供电电压高，因此需要一个隔离二极管 D334 将它与正程需要的低电压隔离。温度保护电路由两部分组成：一部分是抗过饱和电路，它从推挽管的发射极获得取样电压去控制推挽电路的输入，使得推挽管导通程度变浅而保护；一部分是温度检测保护电路，当电路检测到基片的温度高于其保护温度时，它起动控制电路使信号不能输入到推挽输出电路。 10.7 TDA9111 介绍 （以下为英文翻译资料，供高级技术人员参考） TDA9111 适用于多模式或多频率显示器中，通过它可以实现行场偏转小信号处理、光栅校正信号处理等功能，它主要包括同步处理、行和场振荡、几何跟踪、 B ＋控制、安全保护和 I2C 总线接口等电路组成。 10.7.1 TDA9111 工作原理说明 如图 10 － 7 所示，是 TDA9111 内部原理框图，下面，我将对其工作原理作一些介绍。 a 。供电 VCC 、 VDD 的典型电压分别是＋ 12V 和＋ 5V ，其中， VCC 最佳工作电压在 10.8V ～ 13.2V ， VDD 最佳工作电压在 4.5V ～ 5.5V 。为了避免在 VCC 开 / 关时提供的电压不稳定而引起电路工作不稳定， VCC 的值被监控：如果 VCC 低于典型电压 7.5V ，那么电路的输出将被抑制。一般地， VDD 达到 4V 之前所有的 I2C 寄存器都将复位成各自的默认值。为了得到很好的电源供给和抑制干扰，设备内部提供了几个基准电压（其典型电压为 8.2V ），其中的两路基准电压（可以从外部得到）分别用于行部分电路和场部分电路，基准电压通过外接滤波电容滤波的目的是最小化噪声，从而防止行和场输出信号出现不稳定。 b 。 I2C 总线接口 TDA9111 的每一项调整都可以通过 I2C 总线接口实现，其功能和总线协议遵循菲利浦的 I2C 总线标准。 I2C 总线采用串行总线，它有一条数据线（可以双向使用）和一条时钟线，其最大时钟速度为 400KHz ，数据和时钟接口是一个 5V 供电的比较器（其门限电压为 2.2V ）。 I2C 总线通过一个积分器可以滤除超过 50us 的峰值信号。总线协议规定，在所有情况下要传输一个完全字节，在开始状态之后，首位用于传输集成电路的地址（地址 8C hex 用于写，地址 8D hex 用于读），在读模式中，集成电路需要发送 1 字节的应答信息给 CPU 。 c 。写模式 在写模式中，第二字节传送包含用于调整（或控制偏差）的被选择功能的副地址，第三字节对应于数据字节，传送多于一个数据字节到此集成电路也是可能的。在自动增加模式中，如果在第三字节之后没有检测到停止 / 起始状态信息，电路通过副地址计数器中的一个瞬时副地址自动地增加，这样立即传送接下来的数据而不用传送集成电路的地址或副地址是完全可能的，这对所有控制项的快速控制是非常有用的，此项功能可以通过一个停止状态信息结束。 此集成电路有 18 个调整项目： 3 个用于行部分， 4 个用于场部分， 2 个用于动态行相位控制， 2 个用于行和场模式选择， 3 个用于行和场动态聚焦， 1 个用于 B ＋基准调整、 3 个用于 EW 校正。对应的 18 位（ bits ）也被专用于几项控制： ON/OFF 、行压控振荡频率、同步极性、检测刷新和 X － RAY 复位。 d 。读模式 在读模式期间，第二字节传送包含行场锁定 / 非锁定的状态、 X － RAY 触发的状态、行场极性检测的、同步检测的状态（它通过 MCU 选定）等应答信息，一个停止状态信息总是停止所有总线译码器的活性，并且数据线和时钟线都将变为高阻抗。 e 。同步识别 内部同步处理器允许 TDA9111 接受分离的行和场 TTL 兼容的同步信号，也允许接受复合的行场 TTL 兼容的同步信号。 MCU （微处理单元）通过 I2C 总线（地址读模式： 8D ）读状态寄存器，然后 TDA9111 依据状态寄存器的状态信息选择同步信号的极性。此寄存器的其它数据指示 H/HVIN 、 VSYNCIN 是否从 H/HVIN 中抽取了 Vext 同步脉冲，即使仅提供 5V 电压，行和场同步脉冲也都能被检测到。为了选择正确的同步信号极性， MCU 可按照刷新状态寄存器、等待至少 20ms （最大场周期）和读此状态寄存器实现。当然，当此选择被执行时，我们可以刷新同步检测和检验当前抽取的 Vsync ，并且没有同步类型转换存在。另外，同步处理器也提供同步极性信息。 f 。集成电路的状态 此集成电路可以向 MCU 报告关于行第一锁相环（ PLL ）的信息、场部分的锁定或非锁定状态信息和 X － RAY 激活或非激活的保护信息。通过减小 VCC 供电或直接通过 I2C 总线接口复位 X － RAY 内部的锁存器可以复位 X － RAY 保护功能。 g 。同步输入 H/HVIN 和 VSYCIN 输入是 TTL 兼容延时触发的，目的是避免错误检测。两路输入都有一个上拉电阻连接到 VDD 。 h 。同步处理输出 同步处理器依据状态寄存器的 D8 位指示第一锁相环是否被锁定到一个输入的行同步信号。当锁定时，它的电平变低。当副地址 02 D8 等于 1 时，此信息也可以在 3 脚得到。当第一锁相环非锁定时， 3 脚输出的电压会高于 6V 。 i 。行部分 一个正极性或负极性的数字信号通过同步处理器送到行输入，利用内部的积分器，两种信号被识别（ Z/T ＜ 25% ， Z ≥ 0.7us ），同步存在于脉冲信号的前沿。如果占空比高于 25% （典型地 d ＝ 35% ），那么另外一个积分器可以从复合同步信号中分离出场脉冲。取出的脉冲要消除干扰脉冲，以避免寄生脉冲在相位比较器中产生干扰。此功能可通过副地址 0F D8 切换到开或关（默认为 OFF ）。行脉冲极性和占空比图示如下： j 。第一锁相环（ PLL1 ） 第一锁相环由一个相位比较器、一个外部低通滤波器和一个压控振荡器组成。其中，相位比较器被设计成为一个“相位频率”类型的，它采用 CMOS 技术制造，这种相位检测可以避免锁定在错误的频率上。相位比较器紧接一个充电泵，它由两个电流源组成： sunk 和 sourced （锁定和非锁定时，此电流源的典型值分别是 1mA 和 140mA ）。锁定和非锁定之间的差别电压经过低通滤波器的平滑滤波，控制压控振荡器使振荡锁定在行频。当锁相环锁定时，通过内部原始的减速延迟系统（ slow downs ，目的是避免行频改变太快）此作用被加强。第一锁相环的动态性能通过一个外接低通滤波器对充电泵产生的电流进行积分而固定。第一锁相环在抽取场同步脉冲期间被自主地抑制，以避免接入丢失的或错误的脉冲到相位比较器中。在充电泵的输入端，通过截断高峰值和低峰值信号而实现抑制。 积分滤波器的原理图如下： 如图 10 － 9 所示，是第一锁相环的低通滤波电路，它决定行部分的抗干扰性能。行部分对外界干扰脉冲的抑制能力主要由 7 脚外围的低通滤波器的特性决定，低通滤波器的 RC 时间常数越大（当然， RC 时间常数不能太大，否则，对频率较高的误差电压会失去作用而使捕捉范围变窄），抗干扰能力越强，这是由于滤波器中的电容两端的电压是不能突变的， 脉冲宽度较大或连续的窄脉冲对电容充电才可能积累一定的电压，短暂的脉冲对它不会产生影响。此电路的 RC 时间常数也不能太小，否则，干扰容易窜到行振荡电路而影响同步。为了提高行部分对干扰的抑制能力，本电路采用具有双时间常数的 CRC 滤波电路。 TDA9111 内部充电泵组成原理框图如下： 如图 10 － 10 所示，充电泵的输入可以有高峰值信号、低峰值信号、锁定 / 非锁定状态信息和锁相环抑制信号。当锁定识别电路识别到锁定状态和锁相环抑制电路没有输入抑制信号到充电泵时，它会输出一个锁定信息到充电泵，使高峰值和低峰值信号进入到充电泵，充电泵输出的信号经过 7 脚外围元件的低通滤波，送到 VCO 压控振荡器，控制振荡器的振荡频率。当锁相环抑制电路输出抑制信号时，充电泵输入端的信号被截断。 VCO 压控振荡器是一个电压受控的正弦波振荡器，此 VCO 压控振荡器 使用了一个外接 RC 网络，电路通过对 RC 网络中电容 C 的充电和放电形成与电阻 R 成比例关系的线性锯齿波电流，锯齿波的两个典型门限电压在 1.6V 和 6.4V ，即 VCO 压控振荡器的控制电压在 1.4V ～ 6.4V 之间变化。 VCO 电路原理框图如下： 如图 10 － 11 所示，此 VCO 压控振荡器由三个运算放大器、一个三极管、一个 RS 触发器、一个受 RS 触发器控制的开关、一个电阻和一个电容组成。 VCO 压控振荡理论上的占空比在 1 ～ 4.5 ，由于箝位插入在滤波器中，因此其有效的频率范围可能在 1 ～ 4.2 。对于其同步脉冲频率，一定要高于 VCO 自由振荡频率，比如，当确定同步范围在 24KHz ～ 100KHz 之间时，建议 VCO 自由振荡频率在 23KHz 。第一锁相环确保在同步脉冲的前沿和通过一个压控振荡的锯齿波与内部一个直流电压（通过 I2C 在 2.9 ～ 4.2V 之间调整，相当于± 10% ）比较得到的相位基准相一致。另外， TDA9111 还包括一个锁定 / 非锁定识别模块，它用于实时检测第一锁相环是否锁定。 PLL1 时序框图如下： 如图 10 － 12 所示，是第一锁相环的时序框图。通过比较锯齿波和一个在 2.9 ～ 4.2V 之间可调整的直流电压获得相位基准（ Phase REF1 ），第一锁相环确保信号的相位基准与 HSYNC 精确一致，一个在 3.5V 点周围± 10%Th 相位调整是完全可能的。 k 。第二锁相环（ PLL2 ） 第二锁相环用于确保整形的行脉冲和 VCO 锯齿波有一个稳定的状态，其时序框图如下： 第二锁相环的相位比较器（相位型的比较器）紧接着一个充电泵（典型输出电流是 0.5mA ）。逆程脉冲输入包括一个 NPN 三极管，其输入一定要是电流驱动的，推荐最大输入电流是 1mA 。行逆程脉冲输入电路原理图如下； 行驱动的占空比通过 I2C 在 30% ～ 65% 间可调，为了得到安全的起动性能，在复位后，其初始的占空比是 65% ，以避免行输出管有一个太长的周期，其最大的持续时间 Ts 是 0.44TH ～ TFLY/2 。典型地， TFLY/ TH 在 20% 左右，这意味着 Ts 最大值在 TH 的 34% 左右。 l 。输出部分 行驱动信号通过一个能控制行激励信号占空比（通过 I2C 调整）的成形级输出，以保证扫描功率部分正常工作。其输出被抑制的情况有：（ 1 ）当 VCC 或 VDD 太低；（ 2 ） X － RAY 保护被激活；（ 3 ）在行逆程期间；（ 4 ）当行驱动（ Hdrive ）的 I2C 位控制处于 OFF 。输出级由一个 NPN 双极型三极管组成，其集电极输出信号。输出级电路原理图如下： 如图 10 － 15 所示，此输出级用于反相（ reverse ）基极控制，如果设定 NPN 三极管处于断开状态，那么行输出管将处于截止状态。输出级的最大输出电流是 30mA ，相应地其输出 V CEsat 的最大压降是 0.4V 。很明显，输出缓冲器的输出信号不能直接驱动行输出管，因此需要有一个激励电路与行输出管相连。 m 。 X 射线保护 X 射线保护通过在 TDA9111 的 25 脚（ X － RAY ）输入一个高电平（ 8.2V ）而被激活，在延时 2 个行周期后（以避免错误的检测），保护被锁定，保护电路起动保护功能，从而抑制 H － Drive 信号和 B ＋信号输出。在保护锁定时，它可以通过 VCC 转为 OFF 或通过 I2C 总线复位。 TDA9111 安全模块的原理框图如下： 如图 10 － 16 所示， TDA9111 的安全模块由两个比较器、一个 RS 触发器和三个或门组成。当 VCC 电压高于 VSCinh 电压时，或门 1 、或门 2 、或门 3 分别输出控制电压，抑制行驱动、场驱动和 B ＋信号输出；当 X － RAY 电压高于 8.2V 或 VCC 关断或 I2C 复位时， RS 触发器输出电压使或门 1 、或门 3 输出控制电压，抑制行驱动和 B ＋信号输出；当行逆程脉冲高于 0.7V 时，比较器 A2 输出电压使或门 1 输出控制电压，抑制行驱动信号输出。 n 。水平和垂直动态聚焦 TDA9111 的 10 脚能够得到一个叠加有场抛物波的行抛物波，它来自于一个相位超前约 1s （超前的目的是保证对每一频率都较稳定）于行逆程脉冲中心的锯齿波。水平聚焦抛物波的对称和幅度通过 I2C 可调。垂直动态聚焦与 VPOS 和 VAMP 一样被跟踪，且其幅度可被调整，它还受 S 和 C 校正影响。此正极性信号一旦被放大，将被送到 CRT 聚焦极，用于动态聚焦。水平聚焦抛物波的相位关系图示如下： o 。场部分 场 AGC 环路模块框图如下： 如图 10 － 18 所示，是 TDA9111 场部分的电路原理框图，它是 AGC 环路控制的。当场部分得到正常的供电和正常的 I2C 总线数据时，振荡器开始振荡，产生的信号分两路送到后级：一路送到采样电路作为采样开关信号，一路控制 Q 的导通和截止，以使 22 脚外围的振荡电容充电和放电，通过对 22 脚外围电容的充电和放电得到与 R 成比例的锯齿波电压。锯齿波电压分两路送到后级：一路经过 A1 射随输出控制采样电容的充电和放电，采样的电压经过跨导放大器的放大用于控制 22 脚外围电容的充电和放电，另一路经过 A2 射随后分三路送到后级，一路反馈到振荡器控制其振荡频率，一路经过 S 和 C 校正用于控制 22 脚外围电容的充电和放电，一路经过转换开关、场信号放大器、 A1 放大器从 23 脚输出。在 23 脚内部还有一部分信号被反馈到振荡器，用于控制振荡器的振荡频率。 2 脚输入的场同步信号首先要经过极性选择以选择适当的输入信号，此信号经过同步处理，强制振荡器使之与同步信号同步。当同步脉冲不存在时，一个电流源会设定场振荡的自由振荡频率，其频率可以按公式 fO ＝ 1.5 × 10 － 5 × 1/COSC 计算，如果一个外接电容是 COSC ＝ 150nF ，则其自由振荡频率是 100Hz 。一个正的或负的 TTL 电平脉冲可应用于 2 脚（ VSYNC ），实际上， 1 脚也可以输入一个在 fmin ～ fmax 范围内能同步斜波 TTL 兼容的同步脉冲。本电路的振荡频率范围取决于 22 脚外接的电容，一个 150nF （ 5% ）电容被推荐用于 50Hz ～ 185Hz 的场振荡。典型的最大和最小频率在 25 ℃ 和没有校正的情况下，可以按 f （ max ）＝ 3.5fo ， f （ Min ）＝ 0.33fo 计算，如果 S 校正或 C 校正被采用，这些值会轻微地受到影响。 如果一个同步脉冲被应用，内部振荡器立刻被同步，但它的幅度会改变（通常在半秒钟之内，一个内部校正会调整它）。 22 脚斜波信号的顶峰值在 20 脚 AGC 电容上按每一时钟脉冲被取样，一个跨导放大器改变电容的充电电流，以获得恒定的振幅。通过读状态寄存器可以得到场锁定 / 非锁定和场同步极性信息。对于 AGC 电容，推荐使用低漏电流 AGC 电容，要求其漏电流一定要低于 100mA ，内部闭合环路好的稳定度通过 20 脚（ VAGC ）外围的一个 470nF （误差 5% ）电容实现。 22 脚可用的值是： I OSC ＝ 3/8V REF · C OSC · f ，其中， C OSC 为 22 脚外接电容的容量， f 为同步脉冲的频率。 23 脚（ V OUT ）斜波的幅度是： V OUT － V POS ＝（ V OSC — V DCMID ） · （ 1 ＋ 0.3 （ V AMP ）），其中， V DCMID ＝ 7/16 V REF （ 22 脚斜波典型中间值为 3.6V ）， V OSC ＝ V 22 （具有固定幅度的斜波）， V AMP ＝－ 1 （对最小场幅寄存器值），＋ 1 （对最大场幅寄存器值）， V POS ＝ V DCMID ＋ 0.4V P ，其中， V P ＝－ 1 （用于最小场状态寄存器），＋ 1 （用于最大值）。 p 。 I2C 控制调整 S 和 C 校正平滑部分可以被叠加到此斜波中，这些频率独立于 S 和 C 校正内部地产生，其幅度可以通过与它们并联的 I2C 寄存器调整。通过它们的选择位，此功能可被抑制。 S 和 C 校正过的斜波幅度通过场斜波幅度控制寄存器调整才是决定性的，调整过的斜波从 23 脚输出，可以用于驱动一个外部功率级，增益可以依据其寄存器值在 25 ％范围内调整，斜波的平均值通过其 I2C 寄存器驱动，它的值是 V POS ＝ 7/16V REF － V ± 400mV 。通常地， Vout 通过一个电阻特性的分压器送到一个辅助放大器的反相输入端。此后，来自于 V REF － V 的 V POS 偏置电压送到辅助放大器的正相输入，以使其精确度最佳化。 q 。场模尔 通过使用场模尔， VPOS 可以从帧到帧地调整，此项功能专用于消除在行与行之间的间隔很接近 CRT 纹槽间隔时出现的边缘。其调整幅度通过寄存器 VMOIRE 的副地址 0C 控制，并且可以通过控制位 D8 关闭。 r ．行模尔输出 行模尔输出专用于校正一个在行视频像素周期和当前 CRT 像素宽度之间的偏差，行模 尔信号是一个行频和场频信号的合成信号，其信号的幅度通过 I2C 可调。行模尔功能可直接影响行中心。如果不需要使用行模尔功能， 3 脚可被用作一个 7bit DAC 输出（ 0.3 ～ 0.5V ）；如果根本不用行模尔输出，则 3 脚一定要是高阻抗或通过一个电阻接地。行模尔频率通过 I2C 可被选择：当副地址 11 ， D8 ＝ 0 ， Fh 被四分频，这些推荐用于分离的扫描和 EHV ；当 D8 ＝ 1 ， Fh 被二分频，这在普通扫描和 EHV 情况下会得到一个更好的视觉效果。行模尔与第一锁相环行非锁定结合输出时，在第一锁相环非锁定时， 3 脚输出的电压高于 6V 。 s 。几何校正 由于行输出管、阻尼二极管、行偏转线圈的内阻在回路中会影响扫描电流的线性，导致光栅的几何失真，显像管由于制造工艺等因素也会导致光栅失真，因此需要对其进行校正。对于水平光栅枕形失真，常用场抛物波调制行电流实现补偿；对于垂直光栅失真，可用行抛物波调制场电流实现补偿。 TDA9111 的 几何校正原理框图如下： 如图 10 － 19 所示，是 TDA9111 的几何校正原理框图。本电路从场部分获得场斜波，场斜波送到抛物波发生器产生抛物波，场抛物波经过整形、放大，得到一个整形的抛物波电流，用于 E/W 校正（即 Pin Cushion correction ）、动态行相位控制校正和场动态聚焦校正。其中，抛物波发生器是一个模拟乘法器，其输出电流是： Δ I ＝ K （ V OUT － V DCMID ） 2 ，公式中， V OUT 是场输出斜波（典型值在 2 ～ 5V ）， V DCMID 是 3.6V （场基准电压 V REF － V ＝ 8.2V ）， V OUT 锯齿波典型中心值为 3.6V ，通过改变场状态，锯齿波按 0.4V 改变。为了给终端用户提供好的屏幕几何调整， TDA9111 有几何跟踪功能，它允许一个不对称的抛物波产生（取决于场状态）。由于大的输出级电压范围（ E/W ， pin cushion ， Keystone ， E/W corner ），结合跟踪功能，最大场幅度、最大或最小场中心和最大增益 DAC 控制都可能导致输出级饱和，这一定要通过限制输出电压和设置适当的 I2C 寄存器值进行避免。对于 E/W 部分和动态行相位控制部分，一个整形的锯齿波微分电流被产生，它遵循公式： Δ I’ ＝ K’ （ V OUT － V DCMID ）。于是 I 和 I’ 被附加，并转换成用于 E/W 部分的电压，两个 E/W 分量之一或两个动态行相位控制分量可以通过它们自己的 I2C 选择位抑制。在 24 脚可以从内部一个射极跟随输出级得到 E/W 抛物波，此输出级有一个 10K 左右的外接偏置电阻接地，以保证温度稳定性，此抛物波可以通过外接电路直流耦合。场动态聚焦与行聚焦一起在 10 脚叠加。动态行相位控制驱动内部行中心、移动行逆程脉冲的在行锯齿波上的中心（在 2.8 ％ TH 范围内）以调整边角平衡和平行四边形。 E/W 输出信号可以按公式估算如下： EW OUT ＝ EW DC ＋ K1(V OUT － V DCMID ) ＋ K2(V OUT － V DCMID )2 ＋ K3(V OUT － V DCMID )4 其中， K1 通过 I2C 寄存器的 Keystone 可调， K2 通过 I2C 寄存器的 E/W amplitude ， K3 通过 I2C 寄存器的 E/W corner 可调。 动态行相位控制可以按公式： I OUT ＝ K4 （ V OUT － V DCMID ）＋ K2 （ V OUT － V DCMID ） 2 计算，其中， K4 通过 I2C 寄存器 parallelogram 可调， K5 通过 I2C 寄存器 side pin balance 可调。 t 。 DC/DC 转换部分 DC/DC 转换部分电路原理框图如下： 如图 10 － 20 所示， DC/DC 转换器用于转换一个恒定的直流（ DC ）电压成为行扫描必需的 B ＋电压（与行频成正比），它可以被设定在升压模式或降压模式。 升压模式：行逆程期间，功率 MOS 管导通（起始于水平聚焦锯齿波正斜坡）；电流达到预设值时， MOS 管截止。 MOS 管的源极接一个取样感应电阻，其感应电压被送往 16 脚。来自 EHV 或行逆程脉冲的反馈信号被送到一个接近 5.0V 分流电路，并与内部 5.0V 基准电压进行比较，其差别信号经过误差放大，控制功率 MOS 管的关断。 DC/DC 转换器被禁止的情况有： 1 、 V CC 或 V DD 太低； 2 、 X － RAY 保护被锁定； 3 、直接通过 I2C 总线禁止。当被禁止时， BOUT 通过一个 0.5mA 的电流源对地，此功能可以实现外部软起动。 降压模式：在降压模式中， I SENSE 信息不再使用，因此不送到 16 脚，通过连接 16 脚到一个高于 6V 的 DC 电压可以选择此模式。 10.7.2 TDA9111 引脚功能及其在路参数
10.7.3 TDA9111 的相关波形
10.8 扫描电路故障检修 10.8.1 烧行管 基本思路： 对于本例故障，首先应该将其故障范围划分成四大部分，然后再细化故障范围，最后逐一排查。将故障范围划分成四大部分是：主电压、行输出电路、行激励电路、行振荡电路，其中，对主电压的检查，可以参考电源部分“主电压升高”故障的检修；对行输出电路的检查，主要检查行偏转线圈是否短路、阻尼二极管是否击穿、逆程电容是否开路或容量变小、高压包是否短路、显像管各极是否漏电或对地短路等；对行激励电路的检查，主要检查 Q801 软起动电路是否正常、行激励电路的供电是否正常等；对于行振荡电路的检查，主要检查 TDA9111 的 5 脚和 32 脚的供电是否正常、 TDA9111 的 5 脚和 6 脚的外围元件是否正常（即振荡基本元件）、 TDA9111 的 7 和 8 脚的外围元件是否正常（第一锁相环滤波元件与行激励信号的频率和相位都有一定的关系）、 TDA9111 的 12 脚（行逆程脉冲输入）和 4 脚（第二锁相环滤波元件与行激励信号的相位有关）的外围元件是否正常、 I2C 总线数据及其负载是否正常、 TDA9111 本身是否正常。 注意事项： 特别要注意行部分过激励同也引起烧行管。 10.8.2 枕形失真 基本思路： 对于本例故障，首先要检查放大的校正信号输出回路是否正常（测电压即可判断），常见的故障元件有 R342 开路、 C324 损坏、 Q327 损坏、 D312 损坏等；然后检查 EW 校正信号的放大电路，即判断 Q325 是否处于放大状态（采用三极管放大的三原则判断）；接着检查 EW 信号的问题，由于 EW 信号由 TDA9111 输出，而且几乎不牵涉到什么外围元件，因此侧重于检查 I2C 总线数据及其负载是否正常和 TDA9111 本身是否正常。 注意事项： 必要时可以对 TDA9111 进行初始化，但要注意备份存储器数据。 10.8.3 水平亮线 基本思路： 对于本例故障，首先考虑场输出回路是否正常，比如场偏转是否虚焊、 R388 是否开路等；然后检查场激励信号是否正常。如果场激励信号不正常，那么检查 TDA9111 的供电是否正常、 20 脚外围元件是否正常、 22 脚外围元件是否正常、 I2C 总线数据及其负载是否正常、 TDA9111 本身是否正常；如果场激励信号正常，那么检查场功率输出级电路是否正常。对于场功率输出级的检查，主要检查各供电和关键点电压是否正常。 注意事项： 如果出现屡次烧 STV9379 或 Q321 或 Q322 ，那么有必要对场部分的二极管和电容进行检查，必要时可以对各路供电进行稳压处理。 10.8.4 行中心偏移 基本思路： 对于“行中心偏移”的故障，我们通常要考虑行激励信号的相位，也就是先检查 TDA9111 的 7 脚、 8 脚、 4 脚的外围元件是否正常，然后检查软件方面的原因，即检查 I2C 总线数据及其负载是否正常，必要时对 TDA9111 进行初始化。 注意事项： 在对 TDA9111 初始化前，要将其参数记录备份，以免带来不必要的麻烦。 本文出自家电维修网: http://www./skyworth/skyworth3809.html欢迎转载，转载请保留链接。 |
|
|
来自： jiangdalong > 《待分类1》
