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在一些应用场合要求使用的电机体积小、效率高、转速高，微型永磁无刷直流电机能够较好地满足要求。因为电机体积较小，安装位置传感器困难，所以微型无刷直流电机的无位置传感器控制就显得尤为必要。 无刷直流电机的无位置传感器控制的难点在于转子位置信号的检测，目前国内外研究人员提出了诸多方法，其中反电动势法最为简单、可靠，应用范围最广泛。普遍采用的控制方案为基于DSP的控制和基于专用集成电路的控制等，但是其价格高、体积大，不利于用在微型电机控制器中。本文介绍基于C8051F330单片机、检测反电动势法的无位置传感器无刷直流电机的控制器，系统结构简单，体积超小型，价格低廉，运行性能良好。 1 无传感器无刷直流电机的控制方式 实现无刷直流电机电子换相及PWM控制的逆变器主电路如图1a所示。采用两两通电方式，即每一个瞬间有两个功率管导通，每隔60°电角度换相1次，每一功率管导通120°电角度。功率管的导通顺序是：V6V1→V1V2→V2V3→V3V4→V4V5→V5V6。 在方波无刷直流电机中，定子绕组的反电动势波形(即气隙磁通波形)为正负对称的梯形波，如图1b所示。从图中可以看出当检测到不通电相绕组的反电动势为零时，以此作为起点滞后30°电角度，即为最佳换相时刻。因此只要测出各相反电动势的过零点就可获得三相电机所需的6个关键位置信号，进而实现定子绕组的正确换流。电动机绕组中性点0一般未引出，直接测定绕组反电动势相值比较困难，而便于测量的是三相定子绕组对地的端电压。端电压过中点(直流电源电压的一半)与反电动势过零点在时间上是重合的，所以寻找反电动势的过零点后30°电角度即相当于寻找端电压的过中点后30°电角度。 2 控制系统设计 2.1 硬件电路设计 系统的硬件电路图如图2所示，以C8051F330单片机、逆变桥电路、端电压检测电路、稳压电路等组成。本电路设计得非常简洁，各种元器件都使用小型的贴片封装，非常适合对成本和体积都比较敏感的微型电机控制器。 逆变桥电路中上桥臂为P型MOSFET器件FDS6679，下桥臂为N型MOSFET器件M4410B，均为低电压驱动器件。FDS66 79通过一个NPN型三极管驱动，而M441 0B由C8051F330的P1口直接驱动(P1口设置成推挽输出)。PWM控制模式定为：PWM仅应用于半桥的下端MOSFET，同时换流的上端(对角线)MOSFET仅起换相通断控制。 电源电压和电流的检测：当UV相通电，在PWM开通期间检测U相的端电压Uu，由于MOSFET的通态电压很小(小于0.1V)，端电压uu可以近似看作是电源电压UD;在下桥臂源极和电源地之间串接采样电阻，通过P0.4口检测电阻电压得到电流值，输入信号先经过内部可编程增益放大器放大，再作A/D转换。 2.2 软件设计 软件主要有初始化程序、电机起动程序、端电压检测及换相程序、电压和电流保护程序、运行控制程序等组成。共有四个中断：PWM中断、ADC 中断、T1中断、T2中断。其中T2中断实现电机起动程序，PWM中断在PWM开通期间启动ADC中断，在ADC中断中进行端电压检测，当检测到反电动势过零点时启动T1中断完成换相。 2.2.1G8051 F330的初始化 由于C8051F330单片机与8051单片机在内部资源上有差异，所以它们的初始化有所不同。主要有两点不同：对外引脚的交叉开关的配置;对系统时钟源的配置。考虑到用户自己写初始化程序很繁琐，Silicon Labs公司推出了C8051F单片机初始化代码生成程序软件Config2Version 1.30。用户只要在图形化的界面上用鼠标点击选择，就可以方便地生成C8051F330的初始化程序。大大加快了用户的开发速度。 2.2.2 PWM波输出控制 C8051F330的可编程计数器阵列(PCA)由一个专用的16位计数器/定时器和3个16位捕捉/比较模块组成，恰好可以实现3路8位PWM或16位PWM功能。PCA的16位计数器/定时器的高字节PCAOH和低字节PCAOL决定PWM波的频率，通过改变捕捉/比较模块的高字节PCAOCPHn和低字节PCAOCPLn就可以改变PWM波的占空比。 2.2.3 端电压检测及换相 反电动势换相信号检测：在PWM开通期间启动ADC，检测处于不通电相绕组的端电压，其值等于电源电压的一半时为反电动势过零点信号。要考虑：a.ADC检测时刻应与PWM同步，并选择PWM开通时间的中点为佳，以避开开关状态的瞬态电压噪声。b.在软件中应舍弃换相后的最初几个反电动势采样点，因为换相后绕组电流不会立即为零，要经过一个续流过程才下降为零。程序如图4所示。使用定时器0记录连续监测到两个端电压过零点的时间，除以2即为30°电角度的时间，把此时间装载到定时器1中，定时器1经过30°电角度时间触发中断，调用换相子程序进行电子换相。 3 实验结果及结论 实验样机采用长沙方圆模型厂生产的无传感器无刷直流电机，型号为1208436，额定参数为，转速：4100r/V，2对极，最大电流：4A，内阻：0.59Ω，空载电流：0.3A。 当电源电压为10V、PWM占空比为20%、空载时，端电压波形图如图6所示。从图中看出，换相时间为0.6ms左右，端电压波形是较好的梯形波。根据电机额定参数计算换相时间为0.609ms(60°电角度)，可见换相时间比较准确。通过实验证明，采用上述控制技术，电机系统起动平稳，无振动和失步现象，同时系统具有结构简单、小型化、低成本、运行可靠、调速性能良好的优点。 采用IR2103的驱动电路如图所示：
在H桥的驱动中， 除了考虑上管的升压电路外， 还要考虑到在H桥同臂的上管和下管（如图5 中的Q1 和Q3）不能同时导通。 如果上管和下管同时导通， 相当于从电源到地短路， 可能会烧毁MOS 管或电源， 即使很短时间的短路现象也会造成MOS的发热。 在功率控制中一般采用在两次状态转变中插入"死区"的方法来防止瞬时的短路。在选择H 桥控制器的时候最好满足上述两种逻辑条件， 又用足够大的驱动电流来驱动NMOS。 本系统中采用IR2103 作为NMOS 控制器， IR2103 内部集成升压电路， 外部仅需要一个自举电容和一个自举二极管即可完成自举升压。 IR2103 内部集成死区升成器， 可以在每次状态转换时插入"死区", 同时可以保证上、下两管的状态相反。 IR2103 和NMOS 组成的H 桥半桥电路如下图6 所示： 图6 IR2103 和NMOS 管构成的H 桥半桥电路 图中D2即为续流二极管， 续流二极管采用普通二极管即可， 但VS电压恢复越快， 自举电容过充现象越不明显， 本系统采用1N4148 作为续流二极管。 由于驱动器和MOSFET 栅极之间的引线、地回路的引线等所产生的电感， 以及IC 和FET 内部的寄生电感，在开启时会在MOSFET 栅极出现振铃， 一方面增加MOSFET 的开关损耗， 同时EMC 方面不好控制。 在MOSFET 的栅极和驱动IC 的输出之间串联一个电阻（如图9 中B 所示）。 这个电阻称 为"栅极电阻", 其作用是调节MOSFET 的开关速度， 减少栅极出现的振铃现象， 减小EMI, 也可以对栅极电容充放电起限流作用。 该电阻的引入减慢了MOS 管的开关速度， 但却能减少EMI, 使栅极稳定。 图9 消除振铃电路。 MOS 管的关断时间要比开启时间慢（开启充电， 关断放电）， 因此就要改变MOS 管的关断速度， 可以在栅极电阻上反向并联一个二极管（如图9 中A 所示）， 当MOS 管关断时， 二极管导通， 将栅极电阻短路从而减少放电时间。 由于VS 端可能出现负电压， 在VS 端串入一个合适的电阻， 可以在产生负电压时起到限流作用， 针对负载电机为感性器件， 在H 桥的输出端并一个小电容， 并在局部供电部分加一个去藕电容十分必要。 其电路如下图所示： 图10 限流去耦电路。 图中C7 为局部去藕电容， 可以取100uF, C6 为输出电容， 根据负载取值。 由于采用电容式自举电路， 电容在工作的过程中会自行放电， 所以PWM波的占空比接近100%但不能达到100%. 但这不影响电机的正常工作， 因为电机本身固有的特性， 电机有一个较小的饱和区， 即或占空比增大， 其转速也不会有明显的变化。 因此上述电路完全满足工作的需要。 3 硬件测试 为了对驱动器性能进行测试， 选用25D60-24V 的直流电机进行闭环控制控制， 电机的额定功率为60W, 额定转速为2800rpm, 额定电压为24V, 额定电流为3.8A. 其电机的最高转速可达2910rpm, 电机启动的最低转速为44rpm, 堵转时无明显发热现象。 为了测试电路工作的稳定性， 连续三天电机工作8 小时以上， 电路的发热较小；为了测试电路的抗冲击， 抗干扰能力， 系统在开与关之间连续进行多次切换， 电路工作没有出现任何故障；另外系统在突然增加负载的情况下也能正常工作。 因此完全满足驱动的需要， 而且设计过程中， 为防止启动和制动电流的骤然升高， 电路有较大的电流冗余， 电路中最高电流可以达到8A, 有效地保证了电路工作的稳定性，并具有很强的抗干扰能力。 4 结论 本文设计并实现了一种较大功率直流电机驱动电路， 从器件的选择到系统的实现， 详细分析和探讨了电路设计过程中可能出现的各种问题， 并通过理论计算和工程实践解决上述问题。 该电路鲁棒性强， 实用性广， 尤其适合驱动较大功率的直流电机。 |
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H 桥控制器
