RobertKollman
RogerChan
AlanHastings
RichNowakowski
www.ti.com.cn
2011-2-28
电源开关设计秘笈30例
前言
电源设计一直是工程师面对的一个难题，随着全球节能环保意识的提升，
设计简捷、高效、轻巧的绿色电源成为工程师的首要任务，为了帮助工程师解决这
方面的难题，现在特别隆重推出大量实用资料供工程师朋友下载，目前推出的一本
电子书叫做《电源开关设计秘笈30例》，对电源开关设计技巧做出了详细的说明，
相信一定对工程师朋友们有很大帮助。
《电源开关设计秘笈30例》电子书收集了TI公司专家撰写的有关电源设计
的30个秘笈，现特做出合订本，方便工程师朋友进行下载，这30个秘笈的前十个
分别如下，后二十个会分两次逐次与大家分享，敬请期待。
秘笈1为您的电源选择正确的工作频率
秘笈2驾驭噪声电源
秘笈3多相升压转换器为车载音频放大器提供电力
秘笈4单芯片bq2403x电源路径管理器在为系统供电的同时可对电池进行充电
秘笈5适用于单节或两节电池供电的便携式应用的完整电池组设计
秘笈6使用TPS65552A驱动便携式相机闪光灯
秘笈7白光LED电源设计技术
秘笈8运用多相数字电源解决方案应对系统问题
秘笈9首款PWM器件：打开了电源管理产业发展的大门
秘笈10电池容量：如何精确预测便携式设备的剩余电池电量和运行时间
电源开关设计秘笈30例作者简介
作者简介
RobertKollman现任TI高级应用经理兼科技委员会的资深
委员。他拥有在电源电子领域超过30年的工作经验，并为
电源电子设计了从低功耗(sub-watt)到超低功耗(sub-
megawatt)的磁性元件，工作频率在兆赫兹范围内。Robert
毕业于得克萨斯A&M大学(TexasA&MUniversity)，获电
子工程理学士学位，后又毕业于南卫理公会大学(Southern
Methodist
RogerChan现任TI设计工程师，主要负责电源接口和热
插拔设计。Roger拥有一项专利和3项未决专利。他毕业
于德克萨斯大学奥斯汀分校(UniversityofTexasat
Austin)，获电子工程理学士学位，后又毕业于密歇根大学
安娜堡分校(UniversityofMichigan,AnnArbor)，获电子工
程硕士学位。
AlanHastings现任TI高级设计工程师，主要设计针
对热插拔和以太网供电市场的产品。他现为TI科学
家并拥有20多项专利。Alan毕业于佛罗里达大学甘
城分校(UniversityofFlorida,Gainesville)。
RichNowakowski现任TI高性能模拟产品部DC/DC转换器
产品营销经理。他毕业于北达科他州立大学(NorthDakotaState
University)，获电子工程理学士学位和工商管理硕士学位。
电源开关设计秘笈30例目录
1
目录
秘笈1为您的电源选择正确的工作频率······························································1
秘笈2驾驭噪声电源····························································································3
秘笈3多相升压转换器为车载音频放大器提供电力··············································6
秘笈4单芯片bq2403x电源路径管理器在为系统供电
的同时可对电池进行充电··········································································9
秘笈5适用于单节或两节电池供电的便携式应用的完整电池组设计································12
秘笈6使用TPS65552A驱动便携式相机闪光灯··············································16
秘笈7白光LED电源设计技术·········································································19
秘笈8运用多相数字电源解决方案应对系统问题················································27
秘笈9首款PWM器件：打开了电源管理产业发展的大门································32
秘笈10电池容量：如何精确预测便携式设备的剩余电池电量和运行时间··········35
电源开关设计秘笈30例为您的电源选择正确的频率
1
秘笈1为您的电源选择正确的工作频率
欢迎来到电源设计小贴士！随着现在对更高效、更低成本电源解决方案需求的强调，
我们创建了该专栏，就各种电源管理课题提出一些对您有帮助的小技巧。该专栏面
向各级设计工程师。无论您是从事电源业务多年还是刚刚步入电源领域，您都可以
在这里找到一些极其有用的信息，以帮助您迎接下一个设计挑战。
为您的电源选择最佳的工作频率是一个复杂的权衡过程，其中包括尺寸、效率以及
成本。通常来说，低频率设计往往是最为高效的，但是其尺寸最大且成本也最高。
虽然调高频率可以缩小尺寸并降低成本，但会增加电路损耗。接下来，我们使用一
款简单的降压电源来描述这些权衡过程。
我们以滤波器组件作为开始。这些组件占据了电源体积的大部分，同时滤波器的尺
寸同工作频率成反比关系。另一方面，每一次开关转换都会伴有能量损耗；工作频
率越高，开关损耗就越高，同时效率也就越低。其次，较高的频率运行通常意味着
可以使用较小的组件值。因此，更高频率运行能够带来极大的成本节约。
图1显示的是降压电源频率与体积的关系。频率为100kHz时，电感占据了电源
体积的大部分（深蓝色区域）。如果我们假设电感体积与其能量相关，那么其体积缩
小将与频率成正比例关系。由于某种频率下电感的磁芯损耗会极大增高并限制尺寸
的进一步缩小，因此在此情况下上述假设就不容乐观了。如果该设计使用陶瓷电容，
那么输出电容体积（褐色区域）便会随频率缩小，即所需电容降低。另一方面，之
所以通常会选用输入电容，是因为其具有纹波电流额定值。该额定值不会随频率而
明显变化，因此其体积（黄色区域）往往可以保持恒定。另外，电源的半导体部分
不会随频率而变化。这样，由于低频开关，无源器件会占据电源体积的大部分。当
我们转到高工作频率时，半导体（即半导体体积，淡蓝色区域）开始占据较大的空
间比例。
图1电源组件体积主要由半导体占据
电源开关设计秘笈30例为您的电源选择正确的频率
2
该曲线图显示半导体体积本质上并未随频率而变化，而这一关系可能过于简单化。
与半导体相关的损耗主要有两类：传导损耗和开关损耗。同步降压转换器中的传导
损耗与MOSFET的裸片面积成反比关系。MOSFET面积越大，其电阻和传导损
耗就越低。
开关损耗与MOSFET开关的速度以及MOSFET具有多少输入和输出电容有关。
这些都与器件尺寸的大小相关。大体积器件具有较慢的开关速度以及更多的电容。
图2显示了两种不同工作频率(F)的关系。传导损耗(Pcon)与工作频率无关，而
开关损耗(PswF1和PswF2)与工作频率成正比例关系。因此更高的工作频率
(PswF2)会产生更高的开关损耗。当开关损耗和传导损耗相等时，每种工作频率的
总损耗最低。另外，随着工作频率提高，总损耗将更高。
但是，在更高的工作频率下，最佳裸片面积较小，从而带来成本节约。实际上，在
低频率下，通过调整裸片面积来最小化损耗会带来极高成本的设计。但是，转到更
高工作频率后，我们就可以优化裸片面积来降低损耗，从而缩小电源的半导体体积。
这样做的缺点是，如果我们不改进半导体技术，那么电源效率将会降低。
图2提高工作频率会导致更高的总体损耗
如前所述，更高的工作频率可缩小电感体积；所需的内层芯板会减少。更高频率还
可降低对于输出电容的要求。有了陶瓷电容，我们就可以使用更低的电容值或更少
的电容。这有助于缩小半导体裸片面积，进而降低成本。
电源开关设计秘笈30例驾驭噪声电源
3
秘笈2驾驭噪声电源
无噪声电源并非是偶然设计出来的。一种好的电源布局是在设计时最大程度的缩短
实验时间。花费数分钟甚至是数小时的时间来仔细查看电源布局，便可以省去数天
的故障排查时间。
图1显示的是电源内部一些主要噪声敏感型电路的结构图。将输出电压与一个参
考电压进行比较以生成一个误差信号，然后再将该信号与一个斜坡相比较，以生成
一个用于驱动功率级的PWM（脉宽调制）信号。
电源噪声主要来自三个地方：误差放大器输入与输出、参考电压以及斜坡。对这些
节点进行精心的电气设计和物理设计有助于最大程度地缩短故障诊断时间。一般而
言，噪声会与这些低电平电路电容耦合。一种卓越的设计可以确保这些低电平电路
的紧密布局，并远离所有开关波形。接地层也具有屏蔽作用。
图1低电平控制电路的诸多噪声形成机会
误差放大器输入端可能是电源中最为敏感的节点，因为其通常具有最多的连接组件。
如果将其与该级的极高增益和高阻抗相结合，后患无穷。在布局过程中，您必须最
小化节点长度，并尽可能近地将反馈和输入组件靠近误差放大器放置。如果反馈网
络中存在高频积分电容，那么您必须将其靠近放大器放置，其他反馈组件紧跟其后。
并且，串联电阻-电容也可能形成补偿网络。最理想的结果是，将电阻靠近误差放大
器输入端放置，这样，如果高频信号注入该电阻-电容节点时，那么该高频信号就不
得不承受较高的电阻阻抗—而电容对高频信号的阻抗则很小。
斜坡是另一个潜在的会带来噪声问题的地方。斜坡通常由电容器充电（电压模式）
生成，或由来自于电源开关电流的采样（电流模式）生成。通常，电压模式斜坡并
不是一个问题，因为电容对高频注入信号的阻抗很小。而电流斜坡却较为棘手，因
为存在了上升边沿峰值、相对较小的斜坡振幅以及功率级寄生效应。
图2显示了电流斜坡存在的一些问题。第一幅图显示了上升边沿峰值和随后产生
的电流斜坡。比较器（根据其不同速度）具有两个电压结点(potentialtrippoints)，
结果是无序控制运行，听起来更像是煎熏肉的声音。
利用控制IC中的上升边沿消隐可以很好地解决这一问题，其忽略了电流波形的最
初部分。波形的高频滤波也有助于解决该问题。同样也要将电容器尽可能近地靠近
控制IC放置。正如这两种波形表现出来的那样，另一种常见的问题是次谐波振荡。
电源开关设计秘笈30例驾驭噪声电源
4
这种宽－窄驱动波形表现为非充分斜率补偿。向当前斜坡增加更多的电压斜坡便可
以解决该问题。
图2两种常见的电流模式噪声问题
尽管您已经相当仔细地设计了电源布局，但是您的原型电源还是存在噪声。这该怎
么办呢？首先，您要确定消除不稳定因素的环路响应不存在问题。有趣的是，噪声
问题可能会看起来像是电源交叉频率上的不稳定。但真正的情况是该环路正以其最
快响应速度纠出注入误差。同样，最佳方法是识别出噪声正被注入下列三个地方之
一：误差放大器、参考电压或斜坡。您只需分步解决便可！
第一步是检查节点，看斜坡中是否存在明显的非线性，或者误差放大器输出中是否
存在高频率变化。如果检查后没有发现任何问题，那么就将误差放大器从电路中取
出，并用一个清洁的电压源加以代替。这样您应该就能够改变该电压源的输出，以
平稳地改变电源输出。如果这样做奏效的话，那么您就已经将问题范围缩小至参考
电压和误差放大器了。
电源开关设计秘笈30例驾驭噪声电源
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有时，控制IC中的参考电压易受开关波形的影响。利用添加更多（或适当）的旁
路可能会使这种状况得到改善。另外，使用栅极驱动电阻来减缓开关波形也可能会
有助于解决这一问题。如果问题出在误差放大器上，那么降低补偿组件阻抗会有所
帮助，因为这样降低了注入信号的振幅。如果所有这些方法都不奏效，那么就从印
刷电路板将误差放大器节点去除。对补偿组件进行架空布线(airwiring)可以帮助
我们识别出哪里有问题。
电源开关设计秘笈30例多相升压转换器为车在音频放大器提供电力
6
秘笈3多相升压转换器为车载音频放大器提供电力
作者：BrianKing和DaveParks，德州仪器(TI)应用工程师
车载音频放大器通常使用升压转换器来生成18V～28V（或更高）的电池输出电
压。在这些100W及100W以上的高功耗应用中，需要大升压电感、多个级别的
输出电容器、并行MOSFET及二极管。将功率级分成多个并行相位减少了许多功
率组件的应力，加速了对负载变化（如那些重低音音符）的响应，并提高了系统效
率。
找到一款能够用于2相升压转换器的脉宽调制控制器(PWM)相对较容易。大多
数双通道交错式离线控制器或推挽式控制器均可以被于直接异相地驱动两个升压
MOSFET。但是，在4相解决方案中，控制器的选择范围更加有限。幸运的是，
可以轻松地对一些多相降压控制器进行改装，以在4相升压转换器中使用。
电源开关设计秘笈30例多相升压转换器为车在音频放大器提供电力
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图1显示了一款使用了TI的TPS40090多相降压控制器的4相、300W升压
电源，该转换器设计旨在处理一般会出现在音频应用中的500W峰值突发。通常，
在多相降压结构中，该控制器通过感知输出电感中的平均电流来平衡每一相位的电
力。相反，在一个多相升压结构中，对电流的感知是在安装于每一个FET源极上
的电阻器中进行的。
通过在每一个FET中平衡峰值电流，多相控制器在所有升压相位中均匀地分配电
力。来自控制器的栅极驱动信号为逻辑电平，因此每一个相位都要求具有一个
MOSFET驱动器。本设计中，可以使用一个双通道MOSFET驱动器（例如：
UCC27324）来减少组件的数量。
通过对每一个相位施加一个流限，多相控制器则可以保护控制器免于受到过载条件
的损害。音频应用具有比平均输出功率要高很多的短暂的峰值功率需求。必须将流
限设置得足够高，以满足这些峰值功率要求。
外部欠压锁定(UVLO)电路还提供了另一层级的保护，其可防止系统在低电池电压
状态下运行。当电池电压下降时，升压电源将试图提供尽量多的输入电流，这样会
导致电池电量耗尽时电池电压的急剧下降。这种情况会使电池受到损坏，最坏的情
况甚至会使电池报废。简单且低成本的UVLO电路由一个参考电路、一个双通道
比较器和数个电阻器（未显示在图中）组成。
电源开关设计秘笈30例多相升压转换器为车在音频放大器提供电力
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本设计中，四个相位均以500kHz进行切换，并且分别为90度同步。图2显示
了所有四个相位的漏－源电压波形。来自每一个相位的纹波电流在输入端和输出端
进行求和，同时它们在输入端和输出端部分地互相抵消。这就同时减少了输入和输
出电容器的ac纹波电流。另外，综合纹波电流为2MHz时，相位频率则是单个
的四倍。
由于降低的纹波电流以及更高的频率，与单相解决方案相比，输入和输出电容量在
多相解决方案中要小得多。更高效的开关频率还允许转换器更为快速地对负载电流
的变化做出响应。
所有单个相位的功率级都是由一个电感、MOSFET、肖特基二极管和电流感应电阻
组成。例如，L2、Q2、R8和D3的一个引脚构成一个相位。与单相解决方案相
比，其功耗更低，分布区域更广，从而简化了散热管理。减少的电流和额定功率提
供了一个更宽的现货供应电感、FET和二极管选择范围。驱动300-W负载的情况
下，这种4相设计拥有94%的效率，从而产生低于20W的损耗。
高效率使得这种设计实现了小外形尺寸封装。对于较轻负载功率要求而言，这种设
计可以被缩减至2相。如果是那样的话，推挽式或交错式正向PWM控制器都可
以被用来代替TPS40090。对于一些高功率负载而言，可以增加功率组件来应对增
长的电流和功耗。在确定恰当的尺寸后，4个相位应该足以支持任何高功耗的音频
应用。
电源开关设计秘笈30例单芯片bp2403x电源路径管理器在
为系统供电的同时可对电池进行充电
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秘笈4单芯片bq2403x电源路径管理器在为系统供电的同时可对电池进行充电
由于锂离子电池在重量与容量两方面都具有较高的能量密度，因此广泛应用于便携
式设备中。使用智能电话、PDA及MP3播放器等设备的用户希望在无需使用电
池的情况下，通过输入电源为设备供电。这就需要一种被称为“电源路径管理”的电
源架构以单独的路径分别为设备系统供电并对电池充电。
动态电源路径管理(DPPM)电池充电器
在最常用的电池充电和系统供电配置中，系统负载可直接连接到电池充电器的输出
端。虽然这种架构不仅简便易用而且成本较低，但由于电池充电电流的无效控制可
能会引起充电异常终止和安全定时器误报警。
bq2403x系列DPPM电池充电器具有电源共享功能，可在为系统供电的同时对电
池进行充电。这就避免了充电终止和安全定时器等问题，从而尽可能降低了AC适
配器的额定功率并提高了系统稳定性。这一功能还允许系统在为过度放电的电池充
电的同时正常工作。
电源路径管理电池充电器的结构简图如图1所示。当AC适配器接通电源时，
MOSFETQ1对系统总线电压VOUT进行预稳压，该值高于最大电池稳压值VBAT。
这就建立起了适配器输入端与系统之间的直接路径。MOSFETQ2专门用于电池充
电，所以电池与系统互不干扰。当接通并选中USB时，MOSFETQ3全部开启，
Q3输出提供与USB输出几乎等量的输出电压，并由MOSFETQ2来控制电池
充电。
图1电源路径管理电池充电器的结构简图
DPPM可动态监控系统总线电压。如果由于适配器或USB的输入电流较小而引起
系统总线电压降至预置值，则电池充电电流就会减少直至输出电压停止下降。只有
DPPM控制尽可能处于稳态条件时，系统才能获得所需电流，并利用剩余电流对电
池进行充电。正因如此，适配器是基于系统平均功率而设计的，而不是系统最大峰
值功率。这使设计人员可以采用额定功率较小且成本更低的适配器。
电源开关设计秘笈30例单芯片bp2403x电源路径管理器在
为系统供电的同时可对电池进行充电
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典型DPPM应用电路如图2所示。当系统与电池充电器的电流总量超过AC适
配器或USB的电流限制时，与系统总线相连的电容则开始放电，且系统总线电压
也开始随之降低。当系统总线电压降至DPPM引脚设置的预定阈值时，充电电流
降低，以防止因AC适配器过载而导致系统崩溃。如果充电电流降至0A时仍然
无法维持系统总线电压，则电池将暂时放电，并向系统供电以防止系统崩溃。这就
是“电池补充模式”，图3为该模式随同DPPM实验波形工作的情况。
图2DPPM电池充电器
DPPM电压阈值VDPPM由电阻器R3设置，且通常低于OUT引脚的稳压值，以
保证系统安全工作。R3可由下式计算得出：
R1的作用是设置快速充电电流，其可由下式计算得出：
R2用于设置安全定时器值。通常要求锂离子电池的充电温度范围介于0℃～45℃
之间。RT1和RT2经过编程，可用于其他温度范围。
电池充电器通过PSEL引脚可以选择AC或USB电源作为主电源，如果选择
USB端口，则可通过ISET2选择最大电流。
电源开关设计秘笈30例单芯片bp2403x电源路径管理器在
为系统供电的同时可对电池进行充电
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图3DPPM实验波形
该器件的三个功率MOSFET和一个电源控制器均集成在3.5x4.5毫米散热增强
型QFN封装中。热调节环路可降低充电电流，以防止硅芯片温度超过125℃。无
论是有源热调节电路还是有源DPPM引起充电电流的降低，安全定时器时间都将
自动延长，以防止发生安全定时器误报警的意外情况。DPPM或热调节环路为有源
时可禁用充电终止功能。这种办法可防止发生充电异常终止。
结论
当系统总线电压因输入电流不足而降至预设阈值时，DPPM会在继续为系统负载供
电的同时降低电池充电电流。DPPM还完全消除了充电异常终止和安全定时器误报
警等电池与系统相互干扰的问题。DPPM电池充电器非常适用于需要同时为电池充
电和为系统供电的应用。
电源开关设计秘笈30例适用于单节或两节电池供电的
应用的便携式完整电池组设计
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秘笈5适用于单节或两节电池供电的便携式应用的完整电池组设计
引言
尽管电压测量已经单独被用于许多便携式产品估算电池的剩余电量，但是这种方法
可能存在高达50%的误差。电池电压和电量之间的关系会随放电率、温度和电池
老化程度而有所不同。例如，相比相同电量损耗的低放电率，高放电率会带来更大
的压降。当电池在不同温度下放电时，我们会注意到一些类似的特征。
随着对长运行时间产品的需求不断增长，系统设计人员需要一款更为精确的解决方
案。在一个宽范围的应用功率级中，使用电池电量监测计IC来测量流入或流出电
池的电荷，将得到一种更好的电池电量估算方法。
电池电量监测计原理
电池电量监测计就是一种自动监控电池电量的IC，其向做出系统电源管理决定的处
理器报告监控情况。一个不错的电池电量监测计至少需要一些测量电池电压、电池
组温度和电流的方法、一颗微处理器、以及一种业经验证的电池电量监测计算法。
bq2650x和bq27x00均为完整的电池电量监测计，其拥有一个用于电压和温度测
量的模数转换器(ADC)以及一个电流和充电感应ADC。这些电池电量监测计还拥
有一颗运行TI电池电量监测计算法的内部微处理器。这些算法将对锂离子(Li-ion)
电池的自放电、老化、温度和放电率进行补偿。该微处理器可以使主机系统处理器
不用进行没完没了的计算。
电池电量监测计提供了诸如“电量剩余状态”等信息，同时bq27x00系统还提供了
“剩余运行时间”信息。主机在任何时候都可以询问到这种信息，并由主机来决定是
通过LED还是通过屏幕显示消息来通知最终用户有关电池的信息。由于系统处理
器只需要一个12C或一个HDQ通信驱动，因此使用电池电量监测计非常简单。
电池组电路描述
图1描述了电池组中的应用电路。根据所使用电池电量监测计IC的不同，电池
组将至少具有三到四个可用外部终端。
电源开关设计秘笈30例适用于单节或两节电池供电的
应用的便携式完整电池组设计
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图1典型的应用电路
VCC和BAT引脚将接入电池电压，用于IC功率和电池电压的测量。一只低阻
值感应电阻被安装在电池的接地端，以使感应电阻两端的电压能够被电池电量监测
计的高阻抗SRP和SRN输入监控到。流经感应电阻的电流有助于我们确定电池
的已充电量或已放电量。在选择感应电阻值时，设计人员必须考虑到其两端的电压
不应该超过100mV。太小的电阻值在低电流条件下可能会带来误差。电路板布局
必须确保SRP和SRN到感应电阻的连接尽可能地靠近感应电阻的各个端点；即
Kelvin连接测量。
HDQ/SDA和SCL引脚均为开漏器件，二者都要求有一个外部上拉电阻。这种电
阻应该位于主机侧或主应用侧上，以使电池电量监测计的睡眠功能在电池组与便携
式设备的连接断开后能够被激活。推荐上拉电阻器值为10kΩ。
电池组验证
便携式设备的可充电电池必须在设备寿命结束之前得到更换。这就给那些提供便宜
的替代电池的厂商打开了一个巨大的市场，而这些电池可能并没有原始设备制造商
要求的安全和保护电路。
因此，除了电池电量监测计功能以外，电池组可能还包括验证特性（请参见图2）。
主机将验证包含计算循环冗余码校验(CRC)IC（TI的bq26150）的电池组。这种
CRC基于这种身份验证以及在IC中秘密定义的CRC多项式之上。主机还对
CRC进行计算，并对各种值进行比对，以确定是否成功获得了验证。如果没有，
那么主机将决定是再进行一次验证还是不允许该电池的系统供电。
电源开关设计秘笈30例适用于单节或两节电池供电的
应用的便携式完整电池组设计
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一旦电池通过验证，那么bq26150将接收到一个命令，以确保所有通过数据线的
通信在主机和电池电量监测计之间得到传输。
图2具有bq27000和验证IC的电路
就此来看，主机可以继续利用电池电量监测计的功能。在断开电池以及重新连接至
电池时，都必须重复进行整个验证过程。
两节电池应用
图3显示了具有bq26500的支持两节锂离子电池的典型应用电路。一个可调电压
调节器被添加至系统中，以实现多电池支持。电池电量监测计的BAT引脚被连接
至底部电池的正极，以实现电池组的调节电压测量。
图3具有bq26500的两节电池应用
电源开关设计秘笈30例适用于单节或两节电池供电的
应用的便携式完整电池组设计
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主机需要对电池电量监测计测得的电池组调节电压进行解释，以确定放电结束阈值
和充电终止时间。我们可以按照电池电量监测计报告的那样利用“电量剩余状态”等
信息。
结论
bq2650x和bq27x00为电池厂商提供了一种简单的电池电量报告替代方法。只需
通过从电池电量监测计的寄存器中读取数据，主机便可以获得剩余电量值，然后将
这一结果显示给最终用户。利用电池电量监测计，最终用户可以在剩余电量极少的
情况下尽可能多地使用电池的所充电量，因为电量估计将会比仅对电池电压进行测
量所获得的数据更加准确。电池电量监测计可以用于各种结构中，其拥有验证特性，
并允许在许多两节电池供电的应用中使用。
电源开关设计秘笈30例使用TPS65552A驱动便携式相机闪光灯
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秘笈6使用TPS65552A驱动便携式相机闪光灯
在光线较弱的条件下，胶卷或数码摄影的高端设备需要氙气闪光灯管来进行拍摄。
氙气闪光灯管可提供瞬间的高强度光源，在对较远处、高速移动或弱光条件下的物
体进行拍摄时，这是最基本的要求。这种由氙气放电管产生的光谱与太阳的光谱非
常接近，从而提供了非常精确的色彩再现。
一旦施加了触发信号，氙气闪光灯便要求其电极上的高压（通常，该电压大约为
300V）来进行闪光。闪光需要的所有能量都被存储在一个称之为“闪光灯电容器”的
大电容器中。一旦闪光灯被触发，所有这些存储在闪光灯电容器中的能量便通过闪
光灯管被释放出来，以产生光源。这些在闪光灯电容器中存储的能量由一种专门的
升压转换器提供，其将闪光灯电容器从一个非常低的电池输入电压充电至高达
300V的电压。在过去，这种转换器由较大体积的分立组件组成，很难被整合到诸
如相机等一些小型设备中。
TI推出的TPS65552A极大地简化设计并缩小了相机闪光灯充电器电路的尺寸。
图1就显示了一款基于这种器件的闪光灯电容器充电器。TPS65552A提供了所有
必需的充电控制、输出反馈、充电完成状态、绝缘栅双极晶体管(IGBT)驱动器，
以及实施一个小型、高效闪光灯充电器所必需的一些电路保护。
图1TPS65552A相机闪光灯电容充电器
TPS65552A基于一种反向拓扑结构。在内部开关断开期间，其可以感应到输出电
压。在这一期间，输出电压通过变压器被反射回输入端。这就没有必要在输出端使
用大体积、高压反馈网络，同时还提供了输入端至输出端的电气隔离。一旦这种输
出电压达到其目标值，TPS65552A就自动地停止充电，同时开路集电极输出降低，
从而发出一个“闪光灯就绪”状态的信号。该输出能够驱动一个指示状态LED，或者
电源开关设计秘笈30例使用TPS65552A驱动便携式相机闪光灯
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驱动一个输入至微控制器。
TPS65552A的I_PEAK引脚对在所有开关周期中流经反向变压器T1初级绕组
的峰值电流进行控制。为了调节电容器充电时间，通过改变施加在I_PEAK引脚
的电压，可以在0.9A到1.8A之间对主电流进行动态的调节。这一特性允许微控
制器动态地对充电器的流出电流进行控制，以进行电源管理。例如，在数码相机中，
微控制器可以在强电流变焦马达工作时减少充电器电流，以使变焦马达和充电器能
够同时起作用，而不会超出相机电池的最大电流能力（请参见图2）。该特性还可
以被用于延长电池使用时间。降低充电期间的峰值电流还可降低平均电流消耗，从
而使得电量不足的电池也可以对闪光灯电容器进行充电。
图2具有电源管理和闪光管理功能的完整的相机闪光灯模块
在过去，闪光灯由一个按钮开关或可控硅整流器(SCR)来触发。但是，更新的闪
光模式（例如：防红眼模式）使用多重氙气灯暴光。闪光灯被触发进行短闪光，其
并没有完全使相机闪光灯电容器放电。于是，在短暂延迟后，闪光灯被重新触发，
进行主闪光。按钮和SCR不能可靠地开始和停止闪光灯中间闪光。IGBT能够处
理闪光期间通常为150A的电流。但是，像MOSFET一样，IGBT栅极要求一个
大电流脉冲来快速地开启；因此需要一个高电流驱动器。
TPS65552A具有一个集成的高电流缓冲器来驱动触发电路中使用的IGBT栅极。
在闪光期间，IGBT栅极可以被驱动开启和关闭，以支持诸如防红眼等闪光模式，
或者通过镜头(E-TTL)对IGBT栅极进行评估。
表1图2中电路的典型部件清单
器件符号描述厂商
330FW120AC1铝电容、120μF、330VDC、±20%Rubycon
C3216X7R2J223KTC2陶瓷电容、0.022μF、630V、X7R、10%TDK
电源开关设计秘笈30例使用TPS65552A驱动便携式相机闪光灯
18
ES1GD1二极管、整流器、1A、400VDiodesInc.
36FT050FL1闪光灯管、最高400VXicon
SSM25G45EMQ1晶体管、N通道IGBT、450V、150ASiliconStandard
CTX16-17360T1变压器、反向、1：10.2Coiltronics
422-2304T2变压器、触发器Xicon
相关网站
www.ti.com.cn/power
http://focus.ti.com.cn/cn/docs/prod/folders/print/tps65552a.html
电源开关设计秘笈30例白光LED电源设计技术
19
秘笈7白光LED电源设计技术
摘要
随着彩色显示屏在便携市场（如手机、PDA以及超小型PC）中的广泛采用，对于
一个单色LCD照明而言，就需要一个白色背光或侧光。与常用的CCFL（冷阴极
荧光灯）背光相比，由于LED需要更低的功耗和更小的空间，所以其看起来是背
光应用不错的选择。白光LED的典型正向电压介于3V～5V之间。由于为白光
LED供电的最佳选择是选用一个恒流电源，且锂离子电池的输入电压范围低于或等
于LED正向电压，因此就需要一款新型电源解决方案。
主要的电源要求包括高效率、小型的解决方案尺寸以及调节LED亮度的可能性。
对于具有无线功能的便携式系统而言，可接受的EMI性能成为我们关注的另一个
焦点。当高效率为我们选择电源最为关心的标准时，升压转换器就是一款颇具吸引
力的解决方案，而其他常见的解决方案是采用充电泵转换器。在本文中，我们分别
对用于驱动白光LED的两款解决方案作了讨论，并探讨了他们与主要电源要求的
关系。另外一个很重要的设计考虑因素是调节LED亮度的控制方法，其亮度不但
会影响整个转换器的效率，而且还有可能会出现白光LED的色度变换。下面将介
绍一款使用一个PWM信号来控制其亮度的简单的解决方案。与其他标准解决方案
相比，该解决方案的另外一个优势就是其更高的效率。
任务
一旦为白光LED选定了电源以后，对于一个便携式系统来说，其主要的要求就是
效率、整体解决方案尺寸、解决方案成本以及最后一项但非常重要的EMI（电磁干
扰）性能。根据便携式系统的不同，对这些要求的强调程度也不尽相同。效率通常
是关键的设计参数中最重要或次重要的考虑因素，因此在选择电源时，要认真考虑
这一因素。图1示显示了白光LED电源的基本电路。
图1一个优异的效率需要一个可变转换增益M
该锂离子电池具有一个介于2.7V～4.2V的电压范围。该电源的主要任务是为白光
LED提供一个恒定的电流和一个典型的3.5V正向电压。
与充电泵解决方案相比，升压转换器可实现更高的效率
电源开关设计秘笈30例白光LED电源设计技术
20
一般来说，用于驱动白光LED的电源拓扑结构有两种：即充电泵或开关电容解决
方案和升压转换器。这两款解决方案均可提供较高的输出和输入电压。二者主要的
不同之处在于转换增益M=Vout/Vin，该增益将直接影响效率；而通常来说，充电泵
解决方案的转换增益是固定不变的。一款固定转换增益为2的简单充电泵解决方
案通常会产生比LED正向电压高很多的电压，如方程式(1)所示。其将带来仅为
47%的效率，如方程式(2)所示。
式中Vchrgpump为充电泵IC内部产生的电压，VBat为锂离子电池的典型电池电压。
充电泵需要提供一个恒定的电流以及相当于LED3.5V典型正向电压的输出电压。
通常，固定转换增益为2的充电泵会在内部产生一个更高的电压(1)，该电压将会
导致一个降低整体系统效率的内部压降(2)。更为高级的充电泵解决方案通过在
1.5和1转换增益之间进行转换克服了这一缺点。这样就可以在电池电压稍微高于
LED电压时实现在90%～95%效率级别之间运行，从而充许使用增益值为1的
转换增益。方程式(3)和方程式(4)显示了这一性能改进。
当电池电压进一步降低时，充电泵需要转换到1.5增益，从而导致效率下降至
60%～70%，如示例(5)和(6)所示。
图2显示了充电泵解决方案在不同转换增益M条件下理论与实际效率曲线图。
电源开关设计秘笈30例白光LED电源设计技术
21
图2充电泵解决方案的效率变化
转换增益为2的真正的倍压充电泵具有非常低的效率（低至40%），且对便携式
设备没有太大的吸引力；而具有组合转换增益（增益为1.0和1.5）的充电泵则显
示出了更好的效果。这样一款充电泵接下来的问题就是从增益M=1.0向M=1.5的
转换点转换，这是因为发生增益转换后效率将下降至60%的范围。当电池可在大
部分时间内正常运行的地方发生效率下降（转换）时，整体效率会降低。因此，在
接近3.5V的低电池电压处发生转换时就可以实现高效率。但是，该转换点取决于
LED正向电压、LED电流、充电泵I2R损耗以及电流感应电路所需的压降。这些
参数将把转换点移至更高的电池电压。因此，在具体的系统中必须要对这样一款充
电泵进行精心评估，以实现高效率数值。
计算得出的效率数值显示了充电泵解决方案最佳的理论值。在现实生活中，根据电
流控制方法的不同会发生更多的损耗，其对效率有非常大的影响。除了I2R损耗
以外，该器件中的开关损耗和静态损耗也将进一步降低该充电泵解决方案的效率。
通过使用一款感应升压转换器可以克服这些不足之处，该升压转换器具有一个可变
转换增益M，如方程式(7)和图3所示。
该升压转换器占空比D可在0%和实际的85%左右之间发生变化，如图3所
示。
电源开关设计秘笈30例白光LED电源设计技术
22
图3升压转换器的可变转换增益M
可变转换增益可实现一个刚好与LED正向电压相匹配的电压，从而避免了内部压
降，并实现了高达85%的效率。
可驱动4白光LED的标准升压转换器
图4中的升压转换器被配置为一个可驱动4白光LED的电流源。该器件将检测
电阻器Rs两端的电压调节至1.233V，从而得到一个定义的LED电流。
图4配置为电流源的升压转换器
本结构中使用的升压转换器在1.233V电流检测电阻器两端将有一个压降，而检测
电阻器的功耗会降低该解决方案的效率。因此，必须降低检测和调节该LED电流
的压降。除此之外，对于许多应用来说，调节LED电流和LED亮度的可能性也
是必须的。图5中的电路实现了这两个要求。
电源开关设计秘笈30例白光LED电源设计技术
23
图5通过降低电流感应电压来提高效率
在图5中，一个可选齐纳二极管被添加到了电路中，用钳位控制输出电压，以防
止一个LED断开连接或出现高阻抗。一个具有3.3V振幅的PWM信号被施加到
该转换器的反馈电路上，同时使用了一个低通滤波器Rf和Cf，以过滤PWM信号
的DC部分并在R2处建立一个模拟电压(Vadj)。通过改变所施加PWM信号的
占空比，使该模拟电压上升或下降，从而调节该转换器的反馈电压，此举会增加或
降低转换器的LED电流。通过在R2处施加一个高于转换器反馈电压(1.233V)
的模拟电压，可以在检测电阻器两端实现一个更低的感应电压。对于一个20mA
LED电流而言，感应电压从1.233V下降到了0.98V（对于10mALED电流而
言，甚至会降至0.49V）。
当使用一个具有3.3V振幅的PWM信号时，必须要将控制LED亮度的占空比范
围从50%调整到100%，以得到一个通常会高于1.233V反馈电压的模拟电压。
在50%占空比时，模拟电压将为1.65V，从而产生一个20mA、0.98V的感应电
压。将占空比范围限制在70%～100%之间会进一步降低感应电压。由此得出的
效率曲线如图6所示。
电源开关设计秘笈30例白光LED电源设计技术
24
图6通过降低电流感应电压实现更高的效率
效率还取决于所选电感。在此应用中，一个尺寸为1210的小型电感可以实现高达
83%的效率，从而使总体解决方案尺寸可与一个需要两个尺寸为0603的飞跨电
容充电泵解决方案相媲美。
图7显示了LED电流作为控制LED亮度的PWM占空比的一个线性函数。
图7通过施加PWM信号实现简单的LED电流控制
上述解决方案显示了用于驱动白光LED的标准升压转换器的结构以及通过限制
PWM占空比范围并选择一个不同的电流控制反馈网络来提高效率的可能性。按照
逻辑思维，我们接下来将讨论一款集成了所有这些特性的解决方案。
专用LED驱动器减少了外部组件数量
图8显示了一款集成了前面所述特性的器件。直接在CTRL引脚上施加一个
PWM信号就可以对LED电流进行控制。
电源开关设计秘笈30例白光LED电源设计技术
25
图8白光LED恒流驱动器IC
电流感应电压被降至250mV，且过压保护功能被集成到一个采用小型3mm×3mm
QFN封装的器件中。其效率曲线如图9和图10所示。
图9效率与负载电流的关系曲线图10整个电池输入电压范围内的
高效率
图10显示整个锂离子电池电压范围（2.7V～4.2V）内均可以实现80%以上的效
率。在此应用中，使用了一个高度仅为1.2mm的电感(SumidaCMD4D11-4R7，
3.5mm5.3mm1.2mm)。
从图10中的效率曲线可以看出：在大多数应用中，升压转换器可以实现比充电泵
解决方案更高的效率。但是，在无线应用中使用升压转换器或充电泵时还需要考虑
EMI问题。
对EMI加以控制
由于这两款解决方案均为运行在高达1MHz转换频率上的开关转换器，且可以快
速的上升和下降，因此无论使用哪一种解决方案（充电泵还是升压转换器）都必须
要特别谨慎。如果使用的是充电泵解决方案，则不需要使用电感，因此也就不存在
电源开关设计秘笈30例白光LED电源设计技术
26
磁场会引起EMI的问题了。但是，充电泵解决方案的飞跨电容通过在高频率时开
启和关闭开关来持续地充电和放电。这将引起电流峰值和极快的上升，并对其他电
路发生干扰。因此飞跨电容应该尽可能地靠近IC连接，且线迹要非常短以最小化
EMI放射。必须使用一个低ESR输入电容以最小化高电流峰值（尤其是出现在输
入端的电流峰值）。
如果使用的是一款升压转换器，则屏蔽电感器将拥有一个更为有限的磁场，从而实
现更好的EMI性能。应对转换器的转换频率加以选择以最小化所有对该系统无线
部分产生的干扰。PCB布局将对EMI产生重大影响，尤其要将承载开关或AC电
流的线迹保持尽可能小以最小化EMI放射，如图11所示。
图11承载开关电流的节点和线迹应保持最小化
粗线迹应先完成布线，且必须使用一个星形接地或接地层以最小化噪声。输入和输
出电容应为低ESR陶瓷电容以最小化输入和输出电压纹波。
结论
在大多数应用中，与充电泵相比，升压转换器显示出了更高的效率。使用一个升压
转换器（其电感大小与1210外壳尺寸一样）降低了充电泵在总体解决方案尺寸方
面的优势。至少需要根据总体解决方案的尺寸对效率进行评估。在EMI性能方面，
对升压转换器的设计还需要考虑更多因素和对更多相关知识的了解。
总之，对于许多系统而言，尤其在器件拥有一个从1.0到1.5的灵活转换增益的
时候，充电泵解决方案将是一个不错的解决方案。在稍微高于LED正向电压处发
生从1.0到1.5的转换增益时，这样一款解决方案将实现绝佳的效率。在为每个
应用选择升压转换器或充电泵解决方案时，需要充分考虑便携式系统的关键要求。
如果效率是关键的要求，则升压转换器将为更适宜的解决方案。
参考文献
〔1〕TI产品说明书：采用SOT23封装的TPS61040低功耗DC/DC升压转换
器
〔2〕TI产品说明书：TPS61042恒流LED驱动
电源开关设计秘笈30例运用多相数字电源解决方案应对系统问题
27
秘笈8运用多相数字电源解决方案应对系统问题
所面临的挑战
当前的处理器、图像及存储系统均使用多相电源解决方案。这些多相解决方案可提
供一个极高开关频率转换器的响应及调节性能，同时以一个更加适度的频率上单独
地进行开关。对单通道降压转换器而言，它们还可以提供比实际更高的输出电流。
多相电源的优势来自于相位交错。通过以统一的时间间隔进行相位交错（例如：在
一款三相交错转换器中以120°的时间间隔进行交错），其本身单个相位固有的输出
纹波被其它相位降至平均水平，从而总体输出纹波就被降低了。这样使用更低的脉
宽调制开关频率，就可以实现给定输出纹波设计的目标，与此同时通过降低开关损
耗提高了效率。
管理多相电源系统存在一些其自身特有的问题，包括轻负载效率和系统冗余的切相
(phaseshedding)，以及系统寿命的相位电流平衡。在传统模拟电源中实施这些功
能会比较困难，然而使用一个数字控制器则可以很轻松地完成这些任务。在该案例
研究中，引入了一款数字电源解决方案，其具有多相同步降压转换器的优点，同时
可以运用数字方法关闭电压控制环路，并且对不同负载和散热条件下的相位进行管
理，以获得最佳电源性能。
解决方案
这种系统由多达6个交错式同步降压转换器组成，这些转换器均由一个单微处理
器控制，如图1所示。
图1数控多相交错式同步降压
TMS320F2806
数字信号控制器
32位
CPU
闪存
UCD7230
UCD7230
UCD7230
UCD7230
UCD7230
UCD7230
降压
降压
降压
降压
降压
降压ADC
同步降压电源组件
Vout
Vin
栅极驱动器
PWM
电流传感(x6)
I2C
PMBus温度传感(x6)
RAM
电压传感
电源开关设计秘笈30例运用多相数字电源解决方案应对系统问题
28
TI推出的32位TMS320F2806数字信号控制器(DSC)运行在100MHz频率
下，并且以电源应用为目标。在本例中，其在软件中实施电压模式控制，该软件使
用一个在PWM开关频率上进行采样的单通道2极点2零点数字补偿器。随后
产生的占空比值将被传给每一个降压相（所有为实现相位平衡所作的占空比调节除
外）。通过使用片上12位模数转换器(ADC)获得系统输出电压反馈。MOSFET
温度在整个ADC中均为可用，以实现监控的目的，并且片上内部集成电路(I2C)
端口提供了对PMBus?通信的支持。针对同步降压应用专门设计了一款
UCD7230栅极驱动器，从而提供了采用TITrueDrive?输出架构的双通道4-A
MOSFET驱动器、周期性电流限制以及一个内置低失调、高增益、差分电流传感
放大器。
切相和增相
切相提供了一种提高电源效率和可靠性的方法。在轻负载条件下，动态地减少运行
相位的数量通常会带来效率的提高。当负载需求增加时，一个切相可以被重新激活。
类似地，通过重新平衡各剩余相位之间的交错，切除一个失效的相位或者一个运行
在边界状态以外的相位，有助于维持系统的性能。在那些需要极高可靠性的应用中，
一个备用相位可以被带上线以取代失效的相位，也就是N+1冗余设计。不考虑切
除一个相位的原因，剩余相位（或者在N+1冗余设计中增加相位）的交错角应该
重新调整，以维持最佳性能。例如，从一个三相120°交错式转换器中切除一个相
位就应该将两个相位分离隔开180°。
TMS320F2806控制器的PWM元件均支持软件同步及相位控制。每一个PWM
输出均具有一个相位同步寄存器，它将其计数值与首个PWM输出的计数值发生偏
移。这就允许所有交错式降压相位的相位角不仅仅可以在系统初始化期间被静态地
配置，而且还可以在系统运行期间被动态地重新调整。
图2a显示了一款120°交错式（条件：10V输入、2V输出、3A负载及300kHz
PWM开关）PWM结构的三相交错式降压转换器的示波器屏幕采集图。示波器通
道1至3显示的是单个相位电压，而通道4显示的是交错式输出电压（所有示
波器通道均为AC耦合）。通过所有运行中的三个相位，可以得出该输出纹波为4.9
mV（输出电压的0.25%）。在没有调整两个剩余相位（见图2b）角的情况下，切
除相位2会引起输出纹波增加86%，即为9.1mV。为了获得180°交错（见图
2c），对两个剩余相位进行软件调整以后，该纹波减少至7.9mV。在仍然比初始值
大的同时（因为一个两相位系统无法获得如一个三相系统一样的低纹波），其比未被
调整的剩余相位角提高了13%。
电源开关设计秘笈30例运用多相数字电源解决方案应对系统问题
29
图2a三相交错式同步降压输出
图2b在120°交错时，切除相位2，保留相位1和相位3
电源开关设计秘笈30例运用多相数字电源解决方案应对系统问题
30
图2c对相位1和相位3进行调整以实现180°交错
相位电流平衡
为了最佳化电源组件可靠性和使用寿命，使多相系统中的每一个相位都等量地分担
电源负荷是值得的。由于电源开关和电感的组件间的不同，以及电路板布局和散热
的非对称性，因此流经相位的电流是不一样的。基本平衡方法包括测量相位电流，
以及对每一个相位要求的PWM占空比进行单独地调节，以对电流进行平衡。电流
非均衡动态十分缓慢，因而平衡环路的采样率可以较低，差不多可以是几十分之几
秒，甚至是几秒。因此，微处理器上额外的计算负担可以被忽略不计。为了减少传
感器噪声的影响，对平衡环路速率电流读取进行过采样，并随着时间的变化平均每
一个相位的电流测量。简单低增益完整行为“仅”控制算法通常被用于关闭平衡环路。
在使用平均相位电流作为参考的每一个环路反复过程中，可以在每一个相位上执行
平衡。另一种方法是，有时只有将在那个时刻测量出的最高和最低电流相位彼此平
衡，才能达到相位电流平衡。无论使用哪一种方法，所有相位电流最终都将汇聚到
相同值上。
PWM精度是进行相位电流平衡时通常会碰到的一个问题。将一个10V输入看作
是由一个100MHzPWM时钟的300kHzPWM驱动的2V输出同步降压转换
器。该降压输出上的PWM精度将会是30mV，或者等同于2V输出的1.5%。
一般而言，相比达到相位平衡和避免平衡控制环路极限循环期(limitcycling)所需
要的较好占空比调节，这样的粒度将会大一个甚至是两个数量级。F2806控制器为
这一问题提供了一种解决方案，并且别具一格地增强了PWM模块的高精度。这种
高精度PWM提供了~150ps的边缘定位。这就相当于为上述降压实例提供0.45
电源开关设计秘笈30例运用多相数字电源解决方案应对系统问题
31
mV的输出精度，或者0.02%的2V输出。这种解决方案可提供高精度以及较好
的相位电流平衡功能。
结论
本文描述了一款数控多相交错式DC/DC降压系统，其可实现电压模式调节控制，
并具有切相及增相和多相电流平衡的特点。使用传统模拟控制器来实施这些特性将
会十分具有挑战性，而使用一款基于微处理器的数字控制器便可以轻松地完成这些
任务。F2806数字信号控制器与UCD7230栅极驱动及电流传感放大器的完美结
合提供了一款完整的信号控制解决方案，并具有单机运行的片上闪存、同步高精度
PWM模块、测量反馈信号的ADC以及PMBus通信功能。
电源开关设计秘笈30例首款PWM器件：打开了电源管理产业发展的大门
32
秘笈9首款PWM器件：打开了电源管理产业发展的大门
当您知道产品的市场空间以后，要想改进一项产品的技术是轻而易举的。但是，在
尚不十分确定其市场接受程度时，要想得到一个最初的理念并将其转化为产品就显
得困难多了。
这就是我们1975年在美国SiliconGeneral公司开发第一款脉宽调制(PWM)
控制芯片时所面临的挑战（至少我们市场营销经理是这么对我讲的）。他认为开发一
款实施电源控制转换技术的PWM器件等于浪费我们的时间。当时，我就想知道他
的想法正确与否。我知道，我们至少在军事应用中会有一个SG1524的市场。我
们以前并不知道，第一款集成PWM控制器会打开几代开关调节器和开关模式电源
(SMPS)发展的大门。
正确的地点，适宜的时机！
在20世纪50年代，开关技术被当作一种控制算法使用以调节开关电源的输出。
军事与航空公司通常使用开关电源（或称为“转换开关”）,这是由于其比基于变压器
的传统线性电源体积要小，而且重量要轻。虽然转换开关具有较低的内部损耗，但
设计起来比较复杂且需要使用大量的分立组件，从而增加了成本。
现在，许多家公司（如：摩托罗拉、仙童以及西格尼蒂克公司）都推出了大量的模
拟IC，许多都是针对PWM控制而专门设计的。但是，还没有专门针对转换开关
的分立设计，且几乎没有任何一家公司具有成功创建SMPS的经验。更为重要的
是，至今还没有人能够将所有这些模块集成在单个芯片上。因此，在客户上门寻求
一款针对单芯片PWM控制器的解决方案时，我们决定冒险尝试一下。
美国Teletype公司打算将其较老的机械式电传打字机设备转换成更小更静音的电
子机械。他们相信只要找到一款转换开关就等于找到了解决方案的一部分，但是即
使是一个SMPS的分立实施方案也未免有点太大，因此他们让我们设计一款单芯
片控制器。
当时，所有功能模块都是可以找到的且可以被集成，但是没有人能真正地将模拟和
数字电路集成在同一颗硅芯片上。数字逻辑是由掺金硅制成的，其与模拟电路不兼
容。
最终，我们只好求助于成就半导体产业的第一款逻辑门设计（这是对TIJackKilby
数年前开发的一款数字电路的变异），该设计实现了电阻晶体管逻辑(RTL)。该组
合可允许我们实施数字电路和模拟电路。就我所知道的而言，这可能是第一款集成
的混合信号半导体。
这是一个很大的挑战，而且花费了我们近一年的时间，但最终我们还是成功地设计
出了16引脚、双列直插封装。从诸多方面来讲，SG1524都是绝无仅有的，其中
电源开关设计秘笈30例首款PWM器件：打开了电源管理产业发展的大门
33
包括一个模拟误差放大器和电压参考、一个固定频率振荡器、一个脉宽定义比较器、
双通道输出的门电路以及逐脉冲电流限制保护等。当然后来的器件和拓扑结构在此
技术的基础上作了改进，然而，是SG1524为该技术奠定了基础。
打开了电源管理产业发展的大门
自从我们推出SG1524那天起，我们就开始不断地对其进行改进。我们的这些努
力为SG1525和SG1526器件带来了更多的容量和更高的性能。最后，作为其它
同类产品竞争提供商的改进或改版，我们开发出了许多由SG1524演变而来的全
新控制电路系列。
在我加盟Unitrode公司以后，20世纪80年代电源产业又发生了重大的变革，
即电流模式控制的出现。尽管我希望自己能够赶上这种电流模式控制概念潮流，但
是我力不从心。当数字设备需要这种电源技术时，我们抓住了这种概念，并且将其
转换成了硅芯片产品。电流模式控制具有更佳的动态响应和易于补偿性能以及轻松
整合过电流保护的功能。
电流模式控制首先在UC1846（其为16引脚器件）中完成了实施，业已证明该器
件非常受电源设计人员的青睐。但是，人们公认一种8引脚版本则更为理想且成
本更低，我们紧接着研发出了首款8引脚器件UC1842系列产品。不久，UC1842
便在销量上超过了SG1524。
电源开关设计秘笈30例首款PWM器件：打开了电源管理产业发展的大门
34
在21世纪初期，电源电压降至2.2V甚至更低，并在升压时需要更高的电流。现
在，由于在低压条件下有效地检测电流变得更为困难，因此钟摆(pendulum)正趋
向于更多地使用电压模式控制。
在整个80年代，其它电源管理技术和拓扑结构均得到了发展，其中的一些要比其
它更为成功。从某种程度上来讲，我们对谐振模式控制寄予了很大的期望，其产生
出了替代电流矩形脉冲的正弦波。我们原来认为这样会最小化开关损耗。然而，我
们发现，我们在脉冲转换中节省的就是我们在高峰值中损耗的部分。80年代和90
年代都是探索新观念和新概念的年代。我们不断地开发出新型技术，希望让我们用
户的生活更轻松，以使他们能够为其客户制造出更好的产品。在90年代，同一些
重大突破（例如：准谐振和相移控制、功率因数校正等）相比，大多数这些技术的
发展均为改进性的。
面向未来
除了在80年代和90年代期间由该产业发明的新型电路设计以外，我们有幸拥有
BiCMOS工艺技术发展带来的重大突破。BiCMOS对电源管理具有深远的影响。
90年代中期以前，电源管理采用双极工艺技术。BiCMOS工艺的推出使得在同一
块硅芯片上将电源器件和控制电路组合在一起变得更加容易。其他的好处还包括更
高的开关速度、更少的寄生效应、更低的静态电流以及充分利用数字处理工艺几何
体积缩小优势的能力（今天日益发展的一种趋势）。
更小的几何形状对于电源管理产业的未来十分重要，因为它是许多器件成本不断降
低的重要因素之一。对于消费类电子产品（当今发展最为迅速的细分市场）来说，
更是这样。与那些对成本敏感度不太高的计算机和电信行业不同，在消费类电子产
品行业，最低价格决定产品未来成败，其承受了极大的成本控制压力。在TI收购
Unitrode之后，我认识到TI的高效制造技术将会在维持产品低成本和不断提升产
品质量的过程中扮演一个极为重要的角色。
当我一想到在电源管理产业中我应该从哪里开始时，我就会对今天所看到的发明感
到着实吃惊。模糊模拟和数字处理技术之间的界线仅仅是一个例子。您可以看到其
是如何实现电源管理技术在片上系统(SOC)器件中集成的。这种现象正出现在无
线行业，而且没有理由不能将其应用于其它行业中。据我估计，我们在电源管理领
域还可以有更多的技术突破。
电源开关设计秘笈30例如何精确预测便携式设备的剩余电池电量和运行时间
35
秘笈10电池容量：如何精确预测便携式设备的剩余电池电量和运行时间
挑战
在过去的几年里，诸如笔记本电脑、手机以及媒体播放器等便携式设备的数量显
著增长。这些具有更多特性与功能的设备要求更高的电量，所以电池必须能够提
供更多的能量以及更长的运行时间。对于电池供电的系统而言，最大的挑战在于
电池的运行时间。通常，电子系统设计人员通常将注意力集中在提高dc-dc电
源转换效率上以此来延长电池的运行时间，而往往会忽略与电源转换效率和电池
容量同等重要的电池电量监测计的精确度问题。如果电池电量监测计的误差范围
是±10%，那么就会有相当于10%的电池容量或运行时间损失掉。然而，电池
的可用电量与其放电速度、工作温度、老化程度以及自放电特性具有函数关系。
此外，传统的电池电量监测计还要求对电池进行完全充电和完全放电以更新电池
容量，但是这在现实应用中很少发生，因而造成了更大的测量误差。因此，在电
池运行周期内很难精确预测电池剩余容量及工作时间。
设计目标：为了充分利用电池电量，当每节电池达到3.0V的终止电压时，用户
希望能够在电池的运行周期内对其剩余电量进行精确度为±1%的电池电量监
测。此外，他们还希望去除耗时的充放电周期以更新使用3S2P锂离子电池组
（三节锂离子电池串联以及两节锂离子电池并联）的笔记本型电脑的电池容量，
每节电池的容量为2200mAh。
解决方案
当前用于电池电量监测的最常见的技术就是库仑计数算法或对流入和流出电池
的电流进行积分的算法。对于刚刚充满电量的新电池而言，这种方法非常有效。
但是，随着电池老化和自放电，这种方法就显得不那么有效了。我们没有办法来
测量自放电速度。因此通常用一个预定义的自放电速度公式来对其进行校正。这
种方法不是很精确，因为电池间的自放电速度各不相同，而且一个模型不能适用
于所有的电池。
库仑计数算法的另一个弊端在于只有在完全充电以后立即进行完全放电才能对
电池的总容量进行更新，而便携式设备用户很少对电池进行完全放电，因此，实
际电量在完成更新之前可能会被大大降低。
第二种方法是利用电池电压与充电状态(SOC)之间的相互关系来进行电池电
量监测。这种方法看起来比较直观，但是只有当未对电池接入负载电流时，电池
电压才与SOC或电池电量具有很高的关联性。这是因为如果接入了一个负载
电流，那么电池内部阻抗两端就会有一个压降。温度每下降100℃，电池阻抗
就会提高1.5倍。此外，当电池老化时，会出现与阻抗有关的重大问题。一个
典型的锂离子电池在完成100次充放电周期以后，其DC阻抗会增加一倍。
最后，该电池对阶跃负载(step-load)变化会有一个非常大的时间常数瞬态响
应。在接入负载以后，电池电压会随着时间的变化以不同的速度逐渐下降，并在
去除负载以后逐渐上升。仅仅在其完成15.0%的标准的充放电周期（500个）
以后，对于全新电池而言，基于非常有效的电压算法就可能会引起高达50%的
误差。
电源开关设计秘笈30例如何精确预测便携式设备的剩余电池电量和运行时间
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基于阻抗跟踪TM技术的电池电量监测
通过上述结果可以看出，无论是库仑计数算法还是基于电池电压相关算法的电池
电量监测，要想实现1%的电池容量估计都是不可能的。因此，TI开发出了一
种全新电池电量监测算法——阻抗跟踪TM技术，该技术综合了基于库仑计数
算法和电压相关算法的优点。
当笔记本型电脑系统处于睡眠或关机模式时，其电池及其电池组处于没有负载的
空闲状态。这时在电池开路电压(OCV)和SOC之间存在非常精确的相关性。
该相关性给出了SOC确切的开始位置。由于所有自放电活动都在电池的OCV
降低过程中反应出来，所以无需进行自放电校正。在便携式设备开启之前，精确
的SOC通常取决于对电池OCV的测量。当设备处于活动模式而且接入了负
载，便开始执行基于电流积分的库仑计数算法。库仑计数器测量通过的电荷量并
进行积分，从而不间断地算出SOC值。
图1：估计电池的最高总容量Qmax
图1显示了电池总容量测量的更新。电池总容量是通过电池在充放电前后电压
的变化足够小、处于全空闲状态时，在P1和P2处的两个OCV读数计算得
出的。在P1处电池完成放电之前，SOC值可由下式得出：
电池完成放电且通过电荷为DQ时，SOC值可由下式得出：
两个等式相减，得出：
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其中
式中，通过分别在P1处和P2处测量电池的OCV，可由电池OCV以及
SOC之间的相关性得出SOC1和SOC2。从该等式可以看出，无需经历完全
的充放电周期即可确定电池总容量。
在接入了外部负载之后，可以通过测量出在负载条件下的电池电压差来测量每节
电池的阻抗。压差除以接入的负载电流，就可以得出低频电池阻抗。
图2：由基于实时更新电池阻抗的电量监测计bq20z80算法预测的剩余电量与
真正剩余电量的比较
此外，当采用描述温度效应的模型进行测量工作时，阻抗的大小与温度高低有关。
有了该阻抗信息，我们就可以对终止电压进行预测，从而可以精确计算所有负载
或温度下的剩余电量。有了该电池阻抗信号，我们通过在固件中使用一种电压仿
真方法就可以确定剩余电量。该仿真方法先计算出当前的SOCstart值，然后计
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算出在负载电流相同且SOC值持续降低的情况下未来的电池电压值。当仿真
电池电压低于电池终止电压（典型值为3.0V/每节）时，获取与此电压对应的
SOC值并记做SOCfinal。剩余电量RM可由下式得出：.
图2说明了bq20z80如何精确地预测电池的剩余电量。对剩余电量预测的误
差不到1.0%。该误差率会贯穿于整个电池组的使用寿命。
结论
基于阻抗跟踪TM技术的电池电量监测计综合了基于库仑计数算法与基于电压
相关算法的优点，从而实现了最佳的电池电量监测精确度。通过测量空闲状态下
的OCV，可以得出精确的SOC值。由于所有自放电活动都在电池的OCV降
低过程中反应出来，所以无需进行自放电校正。当设备的运行模式为活动模式且
接入了负载，便开始执行基于电流积分的库仑计数算法。通过实时测量实现对电
池阻抗的更新，而且通过阻抗跟踪技术我们还可以省去耗时的电池自动记忆周
期。因此，在整个电池使用周期内都实现了1%的电池电量监测精度。
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