|
本帖最后由 马路天使 于 2010-5-24 17:49 编辑 创维 CRT 背投彩电 680HD 机芯原理与维修 一、原理框图 二、开关稳压电源电路描述 本机芯电源由副电源和主开关电源两部分组成。220V 市电经 R870、D875、C805、L870、C806、L873 滤波后，一路经 R801 送 D801、C802、C803、C804 桥式整流滤波电路，一路经 R6704 限流后送往副电源电路。 （一）副电源及待机控制电路 220V 经 R6704 限流，D6712 整流，C6715、C883 滤波后，通过 T881 初级绕组加到 IC881（TNY254P）的（5）脚，此脚是开关管（场效应管）的漏极。同时，此电压经 IC881 内部的 5.8V 稳压器，比较器，给开关管的栅极提供稳定的供电。由 D884 等组成稳压反馈回路。在 IC881 内部有一振荡器，输出时钟信号及占空比脉冲，通过几个“门”电路及一个 RS 触发器控制开关管的导通频率。附 IC881（TNY254P）内部方框图及功能介绍。 TNY254P 内部框图 待机控制电路由 R854、D871、Q852、RL801 组成。微处理器 IC1101（M37274）（10）脚待机控制脚输出高电平时，Q852 导通，继电器 RL801 吸合，220V 通过 R801 加到 D801 桥式整流电路。反之，当（10）脚输出低电平时，继电器断开，220V 交流电无法加到 D801，300V 直流没有输出，整机处于待机状态。 （二）主电源电路 1、起动电路 300V 直流电压一路通过 R803、R804 后给 C808 充电，使 STR-F6656（4）脚电压上升，当达到阈值电压 16V 时，IC 内的控制电路开始起动，（4）脚的输入电流由 100μA 突升到 30mA，电容来不及供电而使电压下降。此时开关变压器 1、2 绕组通过 D819 整流提供 17V-18V 的直流电压，使（4）脚电压不致于掉到停振阈值 11V 以下，维持 IC 继续动作。 2、稳压原理 当主电压升高时，通过稳压取样电路 IC808（SE139）后，光电偶合器 D807 内部发光二极管负极电压降低，发光强度增强。这样光敏三极管的内阻减小，电流增大。此电流经过 D813、R820 在 R819 上形成压降，IC801（1）脚电压迅速上升，内部比较器提前反相，开关管提前截止，导通时间缩短，输出电压下降，达到稳压的目的。当主电压下降时，则相反。 3、尖峰脉冲吸收电路 此部分电路由 Q805 组成。根据同名端，开关变压器 8、9 绕组产生的感应电动势与 5、7 绕组电压相位相反。当开关管由饱和状态转向截止时，Q805 迅速导通，C819 被短路，开关变压器的 5、7 绕组产生的尖峰脉冲迅速通过 C828、C820、C822 短路到地，避免了因脉冲幅度过大击穿开关管。同时，当开关管饱和导通时，Q805 截止，C813 被接入电路，由于 C813 容量小，串入后，整个吸收回路容量减小，降低了因吸收电容过大，对开关管饱和时的损耗，提高了电源的效率。 （三）保护电路 为防止因电路工作不正常机器仍然工作而造成其它损坏，本机专门设计了 CPU 保护电路。该部分电路主要由 Q854等组成，其集电极接 CPU 的（9）脚，保护检测脚。当正常工作时，Q854 截止，集电极为高电平，CPU 不动作。当保护电路工作异常，Q854 导通，集电极输出低电平，CPU 的（9）脚检测后，（10）脚输出低电平，切断 300V，整机处于待机状态。本机保护电路共有三路： 1、行过流保护电路 此部分由 Q849 等组成。正常工作时，Q849 截止，D869 截止，保护电路不工作。当行过流时，通过 R873 取样，Q849 基极电压降低而导通，140V 通过 R880、R884、R881 分压后加到 D869 正极，导通。高电平通过 R871、R872 后加到 Q854 基极，导通，集电极输出低电平，CPU 的（9）脚检测到后，待机脚输出低电平而自动关机，起到保护作用。 2、灯丝过流保护 此部分电路由 IC9601 电压比较器组成。正常工作时，灯丝取样电流，经 R526 限流，D511 整流，C523 滤波后得到 20V 左右的电压，经 R527、R526、R9602 分压后送到 IC9601（3）脚，正常约为 6V。IC9601（2）脚为基准电压6.5，（1）脚输出低电平。当灯丝过流时，比较信号输入升高，当（3）脚电压超过 6.5V 时，比较器反相，输出 10V左右的高电平，加到 D870 正极，导通。高电平加到 Q854 基极，导通，CPU 保护关机。 3、场工作异常保护 此部分电路由 Q451 等组成。正常工作时，IC451（LA7845）的（7）脚泵电源输出经 R462 取样，D452 整流，C451滤波后，得到 16V 左右的电压，经 R477、R478 后加到 Q451 基极而导通，集电极输出低电平，D454 截止。当场块工作异常，（7）脚无泵电源输出，Q451 截止，12V 电压通过 R456 后加到 D454 正极而导通，这样 Q854 饱和导通，CPU保护关机。 三、CPU 控制部份 本机芯 CPU 的型号为 M37281，共有 52 个引脚，其工作过程如下：接通电源后，副电源板通过 IC1201 给 CPU 提供 5V 供电，同时通过 Q1102、Q1103 对 CPU 进行复位，复位工作完成后，CPU 的 10 脚输出一高电平控制副电源板继电器吸合，使主电源工作正常，同时 CPU 通过 I2C 总线对各相关 IC 进行检测：首先检测的是存储器 24C16、会聚芯片 CM0021AF 及数字板，检测无误后，CPU 会给数字板一复位信号，让数字板开始工作，输出行、场同步信号。当 CPU检测正常的驱动芯片 TDA9332 接到同步信号后，经振荡、锁相输出行、场激励信号，驱动扫描电路、整机开始工作。CPU 则时刻对各 IC 进行检测与控制。 四、数字处理电路 （一） 概述（DPTVTM-3D 视频信号处理系统框图） （二）DPTVTM-3D 系统接口框图 （三）功能描述 1、倍频及变频处理 2、图文/字符显示 3、14D 画质提升 4、带可编程序 D 梳状滤波器解码 （四）DPTVTM-3D 功能框图 1、功能描述 （1）、NTSC/PAL/SECAM 电视解码 NTSC/PAL/SECAM 电视解码能够将模拟电视信号转换成数字形式。外部输入信号通过模拟开关，选择信号源经 AGL箝位放大后，转换成数字信号，经可编程数字梳状滤波将 Y/C 分离出来。彩色解码电路利用数字梳状滤波分离出 U、V 信号。 （2）、图像捕捉接口（Captureport） 图像捕捉电路由主画面及画中画两个相连的部分组成，主画面接收模式拟信号由前置放大，模/数转换后变成数字信号，经 3D 梳状滤波， 解码后取出 Y、U、V 信号，送到图像缩放，进行归一化处理。画中画支路接收数字信号经缩放、滤波、归一化处理。因此，DPTV-3D 可支 持 1080i、480i、480p、720 及 SVGA 格式信号。 五、行场扫描处理电路 全电视信号送入数字板，经数字处理，分离出行场同步信号。经 IC2707（74HC157）与 VGA 行场同步信号进行切换，输出信号一路送到微处理器用于字符定位，一路送到 IC1315（TDA9332），另外还有一路行同步信号送到会聚芯片 IC7107（CM0021）。行同步信号由 TDA9332（24）脚输入，经第一相位环、第二相位环后由（8）脚输出行激励信号。此行激励脉冲加到行推动管 Q501 栅极，经放大、整形，再经行推动变压器 T501 耦合后送到行输出管 Q551。IC1315（TDA9332）的（1）、（2）脚正反相场锯齿波经 C401、C402、R473、C460、C2、R476、R454 加到场块 IC451（LA7845）的（4）、（5）脚，经内部放大，由（2）脚输出场锯齿波电流送入场偏转线圈。 六、会聚电路 整个会聚校正电路由数字会聚处理芯片 CM0021AF、6 通道 16 位 D/A 转换器 CD0031AM、I/O 扩展口（CXA1875AM）、E2PROM 存储器（24C64）、低通滤波器（084）、3.3V 四端稳压器 IC7180 及功率放大器 STR392-110（IC7001、IC7002）及外围元件组成。 IC7107（CM0021AF）是整个会聚电路核心部件，内置粗调、细调会聚所需的各种波型发生器、动态聚焦及锯齿波发生 D/A 转换器、数字信号处理器、I2C 总线接口、水平、垂直控制电路、PWM 波形及时钟控制电路。 （一）E2PROM 接口 通过使用 SCLM（7 脚）、SDAM（6 脚）、XWC（5 脚）端口可以外接一个 I2C 接口的串行 E2PROM 存储器。SCLM、SDAM及 XWC 分别连接外部存储器的 SCL 时钟、SDA 数据及 WP 写保护脚。XACKM（9 脚）、XBUSY（10 脚）端口指示 E2PROM接口的通信状态。设置端口 XSTOP（8 脚）为低电平可使 E2PROM 接口通信停止，设置 X12RES 端口（11 脚）为低电平，可使 E2PROM 接口发送“RESET”命令给外部 E2PROM。 （二）微处理器接口 通过使用 SCLS（19 脚）、SDAS（18 脚）、端口可以在外部连结一个微处理器，端口 E0（35 脚）、端口 E1（38 脚）、端口 E²\u65288X49 脚）用来设置 N1 与外部微处理器通过 I2C 从机接口通信时的器件地址。 （三）控制信号 XRESET（14 脚）为内部复位端口，当为低电平时，可使内产模式控制寄存器恢复初始的值。XRAMCLR（13 脚）为内部会聚校正数据 RAM 清除端口，当为低电平时，内部 RAM 数据将清为 0。XMUTE（12 脚）为中点输出控制脚，当为低电平时，会聚校正及动态聚焦波形输出的电压约为 0V。 （四）同步信号 端口 HBLKIN（37 脚）、VBLKIN（30 脚）为水平垂直消隐脉冲输入端，内部 PLL 电路使用这两个基准脉冲信号产生内部操作所需的系统时钟信号。 （五）PLL 锁相环 内部由压控振荡器（VC0）可编程分频器和相位比较器组成，PDOUT(48 脚)为相位比较误差输出端，外接环路低通滤波器，把相位误差脉冲信号平滑后变为直流电压，从振荡频率控制输入端 VC0IN（47 脚）输入，控制压控振荡器的振荡频率。 （六）会聚较正输出 64、67、68、69、70、71 脚为会聚校正数据输出端口，外接对应 D/A 转换器 CD0031AM 端口 1、2、3、46、47、48 脚。 （七）动态聚焦校正输出 AOUT2、90 脚为动态聚焦校正输出。 （八）测试图发生器 ROUT（39 脚）、GOUT（44 脚）、BOUT（51 脚）、YMOUT（55 脚）为内部测试信号输出端口，送到 BA7603，在 BA7603内部与送来的字符信号相加后从 BA7603 的 3、5、6 脚输出字符信号至扫描板 9332。 CXA1875：主要用于会聚调整时的功能控制，用于当前制式的检测及会聚调整状态进入的控制功能。 CD0031：主要是把 CM0021 送过来的串行会聚校正数据数字信号转变成会聚校正所需的模拟信号。 IC7105、IC7106：主要是构成缓冲放大器及低通滤波器，对 CM0021 内部 DAC1 输出的动态聚焦模拟阶梯信号及 CD0031会聚校正模拟阶梯信号进行缓冲及滤波输出平滑的校正模拟信号。 （九）数字会聚工作原理： 在正常工作情况下，当接上电源后，CM0021 进行内部复位，然后 CX1875 根据电视当前的工作状态对CM0021 进行初始化设置：主要包括 CM0021 内部控制寄存器的设定、外接 DA 接口特性设定、外接 E2PROM 存储器特性设定，设置完成后，进入正常工作状态，由 CM0021 从 24C64 指定地段读入会聚校正数据到内部 RAM中，CM0021 内部 DSP 对这些数据处理后，从 D/A 转换器接口输出串行格式的校正数据，由外接的 D/A 转换器进行 D/A 转换（CD0031）输出 6 通道模拟信号。该信号经低通滤波器滤波后输出平滑的会聚校正模拟信号，然后进入功率放大器放大。 七、伴音处理电路 680HD 机芯采用 5.1 声道伴音输出，即 FL（左前置）、FR（右前置）、SL（左环绕）、SR（右环绕）、CT（中置）、SUB（重低音） 。其电路主要由 PT2323、PT2322 及 HM600-020 组成，其中，PT2323 作用是进行通道选择及虚拟 5.1声道的转换，PT2322 是一个音效处理集成电路块，HM600-020 则是一个大功率放大厚膜。当输入的音频信号是左右声道时（如 TV、AV 的立体声），PT2323 会将其转换成虚拟 5.1 声道输出。当输入信号是标准 5.1 声道时，PT2323将不作处理，信号直通至 PT2322 作音效处理，之后进入大功率放大厚膜 HM600-020，驱动扬声器输出。 八、集成电路介绍 （一）、TDA9332 1、简介 TDA933XH 系列是为高档彩电设计的显示处理器，飞利浦公司于 1998 年推向市场，其主要性能表征如下： 能适用于单扫描（50/60HZ），也适用于双扫描（100/120HZ）； RGB 控制处理器有一个 YUV 输入端，一个线性 RGB 输入端并与快速消隐信号一起传送，以适应 SCART 或VGA 适配器所传送信号 的需要； 具有一个带有快速消隐的单独的 OSD/测试输入端； 具有与制式无关的亮度信号的黑电平延伸功能； 内有色差信号可切换的矩阵； 具有“连续显像管阴极校正”的 RGB 控制电路以及白点调整功能； 为了偏转处理，内设有时钟产生电路，用 12HZ 晶阵来实施同步，这类可编程偏转处理器所产生驱动信号用于行、场偏转和东―西校正，该电路设有各种性能适用于 16：9 宽频显像管； 具有两个控制环的行同步电路，还有一个无需调整的行振荡器； 具有行和场几何失真处理的能力； 具有行和场变焦能力以适应 16：9 屏幕需要，还具有垂直卷摺功能； 行驱动脉冲能实施软件启动和软件停止； 各种功能均可用 I2C 总线控制； 具有很低的功耗。 2、TDA9332 的内部功能运行 （1）、RGB 控制电路 A．输入信号 TDA9332 的 RGB 控制电路有三种输入信号，即 YUV 输入信号：它直接由增强模块或输入处理器提供的信号，也就是主要传输的信号，利用 GAI 位，使亮度输入信号灵敏度可在 0.45VPP和 1.0VBL-WH 间切换，U 与 V 信号正常输入电压为 1.33VPP和 1.05VPP，对比度、色饱和度和亮度均可控制这些输入电压。 第一组 RGB 输入信号：主要用于外部 SCART 插座进入的 1fH信号和 VGA 接口进入的 2fH信号，其振幅典型值为0.7VPP，这类输 入信号也受对比度、色饱和度和亮度的控制，为了避免当不同步的 RGB 信号提供给输入端而引起的钳位干扰时，输入钳位能方便地切换到 直流钳位，当然需采用 DCT 位来实施。 第二组 RGB 输入信号：通常指屏显 OSD 和图文电视送入的信号，要求这些信号的幅度为 0.7 VPP。藉助于混合功能或快速消隐来实施内部信号和 OSD 信号间的切换。这类信号仅受亮度控制，事实上从内部组成框图中也已表明各类信号受控的情况。 各种信号源之间的切换，既可通过 I2C 总线也可通过快速内插开关来实现，而快速内插开关也要经过总线来执行。 输入电路还包括用于色差信号的可切换矩阵电路，适用于 PAL/NTSC 和 SECAM 制的彩色重演系统，对于 NTSC 制要选择两种不同的矩阵。 B．输出放大器 在正常输入信号和控制设定的情况下，输出信号的振幅（从黑电平到白电平）约有 2V。对于 RGB 信道，藉助于三个独立的增益设定来实施显像管所谓的“白点设定”。目前发展一种“连续阴极校正”电路来取得显像管精确偏置电压，利用二点黑电平稳定电路来实现这一功能。 对于每一个电子枪插入二个试验电平使其与备有二个不同基准电流的合成阴极电流相比较，从而限制了显像管参数不一致如电压变动所带来 的负面影响。 所谓 2 点稳定概念是基于这一道理，即把阴极电流间之比直接与驱动电压的比联系起来。 反馈环使得阴流 IK1和 IK2之比等于基准电流之比，后者在内部是确定值，为此利用二个会聚环来改变黑电平和RGB 输出信号的幅度以实 现上述目标。该系统运作按以下路径进行，即驱动信号的黑电平控制电子枪的截止点，从而能得到一个极好的灰度跟踪，黑电平调节的精度 恰巧取决于内部电流比，而在集成电路中这方面可做到相当精确。 2 点测量的另一个优点是使 IK1和 IK2的识别出内部基准电流，利用 RGB 控制级的增益适配性来取得这一调节，这样的控制稳定了 RGB 输 出级和阴极特性合成的全信道的增益。2 点稳定性的一个重要性质是利用反馈环调节了 RGB 通路的偏移和增益。依靠测试脉冲间的关系， 设置基准电流以及三个信道的相对增益。对于阴极而言，其最大驱动电压也是固定的，跟随而来的显像管的驱动电平不能依靠 RGB 输出级 所适配的增益来调节。然而不同显像管可能需要不同的驱动电平，利用 I2C 总线设定来调节典型“阴极驱动电平”。RGB 输出级的典型增 益取决于所选择的阴极驱动电平，考虑到 RGB 输出驱动范围，其值是能确定出来的。在两个连续场中能实现 2 点稳定店路“高”和“低” 电流的测量，在每一场中还要测量泄漏电流，其最大值应限制在 100μA。当电视机直接切换到暗电流稳定电路工作和 RGB无输出时，消隐 也很快被关闭，导致环路处于稳定状态，这样保证切换时间降至最小，而恰巧也与显像管的预热时间有关。暗电流稳定系统用来检查 3 个 信道的输出电平，并指示芯片的最低 RGB 输出的黑电平是否在某一窗位（WBC位）或者在该窗位上下位（HBC 位），这种指示值可通过 I2C 总线读出，并在电视机生产过程中自动调整 Vg2电压。当暗电流环中产生一次过失时，也就开路等原因，则设定 BCF 状态位，使显像管信息被消隐以免伤害屏幕。 控制电路还包含一个束电流限制电路和一个白峰值限制电路，用 I2C 总线可调节白峰值电平。为了防止白峰值限制电路在视频限制信号的 高频端产生反作用，在峰值检波器前插入一个低通滤波器。低通滤波器的电容使外接的，其值由所需时间常数来设定。电路还含有一个软削 波器用以防止输出信号变高时的高频峰值，利用 I2C 总线以步进形式可调节白峰值限制电平和软削波电平间的差异。 场消隐与输入信号（50/100Hz 或 60/120Hz）的场频应相适应，当场输出级的逆程时间大于 60HZ 消隐时间时，应增加时间值使其达到 50HZ 消隐时间，这样运作由 LBM 位来设定。当无视频信号时可插入蓝屏，该功能由 EBB 位来执行。 （2）、同步和偏转处理 A．行同步和驱动电路 从内部压控振荡器 VCO 可取得行驱动信号，VCO 的运行频率为 13.75MHZ，它是 15625HZ 行品德 880 次倍频。该振荡器的频率稳定性取决于外界陶瓷晶体谐振器（12MHZ）用作基准来完成的。当然也可从 TDA9332 外部提供基准信号，在此情况下，当然不必外接晶体。利用 PLL 电路使内部 VCO 同步于输入的行 HD脉冲，该脉冲来自输入处理器或图像增强模块，用切换脚来实现行驱动信号（1fH或 2fH）的频率选择。把该脚接地或空位。为了安全起见，1fH或 2fH间切换尽可能在芯片待机状态下进行。 对于 TDA9331H 和 TDA9332H 也会设定“多同步”模的行 PLL。在此条件下电路检测出进入同步脉冲的频率，并对应调节 VCO 的中心频率。该模式的频率范围在输出端是（30-50）KHZ。 利用第二个控制环来产生行驱动信号，并使其与具备有逆程脉冲的内部 VCO 来的基准信号的相位进行对比，而环的时间常数是内定的。 TDA933XH 有一个动态行相移校正输入，用以补偿电子束电流改变引起的相位偏移。此外通过第二环来实现行偏移设置，并由 I2C 总线来实 施调节。在三个连续行周期内，若无行逆程脉冲被检测到，则必须设定 NHF 状态位（即输出状态字节 D1-D3）。 经过所谓的软启动/软停止程序，接通行驱动信号，该功能藉助于行驱动脉冲宽度改变来实现。对于无泄放电阻的 EHT 振荡器， TDA9332H 用 FBC 来设定“固定电子束电流模式”，在此情况下，显像管电流约有 1mA 的泄放电流，用暗电流反馈环来控制泄放电流的大小，若要加大泄放电流，不妨外加分路电路。当选择固定电子束电流时，有可能在断开其间出现黑屏，这种模式用 OSO 位来实现。 本芯片还有一个附加功能，即低功率启动功能，当电源电压 5V 加到启动脚 22 时，该模式开始工作，并耗电约3mA（典型值），在此条件下，行驱动信号的正常的 TOFF（休止期）和 TON（脉冲期），很快从 0 升到 30%正常值，其工作行频约为 50KHZ（2fH）或 25KHZ（1fH），而输出信号保持不变，甚至主电源接通并接收到 I2C 总线数据后，方使行驱动频率按软件启动程序逐渐改变到正常频率和占空比。当待机位（STB0、STB1）改变时，本芯片仅能接通并切换到待机状态。若仅有一个位改变极性则电路不发生反应。TDA9332H 有一个通用总线来控制 DAC 输出，其分辨率为 6位，输出电压变动范围为 0.2V~4V。在 TDA9331H 中其输出端直流电平正比于行频（仅用于 VGA 模），该电压能用以控制行偏转级电源电压，以保证在较高行频时图像宽度保持不变。 B．场偏转和几何校正控制 藉助于场分频器来产生驱动信号，提供给场和东西校正偏转电路，而时钟信号由行振荡器提供。而输入处理器和图像增强模块提供的 VD脉 冲使其与分频器同步。而场的斜行波发生器需要外接电阻和电容，必须注意这些元件允许的容差必须很小。在正常模式中，场偏转必须运行 于恒定斜率，并使其振幅与输入信号的频率能适应（50/60Hz或 100/120Hz）。 当 TDA933XH 切换到 VGA 模式时，场扫描幅度应是稳定的，并于输入场频无关。在该模式下，东西校正（E-W）驱动振幅正比于行频，所以屏幕上校正是不受影响的。 利用差分输出电流来实现场驱动，输出采用直流耦合加到场输出级（如 TA8354），通过 I2C 总线来调整场的几何参量，以下列出可控参量的项目。 场幅、S 型校正； 场斜率； 场位移：仅用于补偿输出级或显像管的偏差； 场变焦：即场放大； 场卷摺：当场扫描扩展是在垂直方向图像的偏移； 场等待：为场扫描开始而设置一个可调延时。 在下述条件下，场等待是有效的。 1、 在 1fHTV 模中，场扫描起始是固定的，并且与场等待一起不能调节； 2、 在 2fHTV 模中，场扫描起始与总线的垂直扫描基准 VSR 位的数值有关，若 VSR=0，场扫描起始值对应于输入 VD脉冲的下沿，若 VSR=1，则对应于输入 VD脉冲的上沿，在上述两种场合下，场扫描起始值与场等待设定一起均可调整。 3、 多同步模：即 TDA9331H 和 TDA9332H 工作在 1fH模和 2fH模时，场扫描的起始值对应于输入 VD脉冲的上升边，并与场等待设定 一起均可调整。 有关场等待的最小值是 8 行周期，若设定低于 8 行周期，则它只保留 8 行周期。 E-W 驱动电路有一个单终端输出，下述东西（E-W）几何参量是可以调整； 由于变焦功能，行宽有一定增长区域可调整； 东西抛物波与其宽度可调整； 东西四角抛物波校正； 东西梯形的校正 本芯片有一个 EHT 补偿输入信号，用以控制场输出和 E-W 输出信号，通过 I2C 总线能调节两种功能的相对控制效应。其中场校正灵敏度 是固定的，而 E-W 校正是可变的。 3、应用电路和主要技术参数 （1）TDA9332H 主要技术参量 （二）、STR-F6656 开关电源 1、引言 混合型电源 IC STR-F6656 系列是日本Sanken 电气公司的近年产品。它内含 MOSFET及控制 IC 部分，是专门为反激型变换器设计 的，特适用于彩色电视机开关电源。 该混合 IC 可工作于准谐振方式以及脉冲占空比控制(PRC――PulseRatioControl)方式。它具有常规第二代 SMPSIC 的特点，即采用 次级输出采样及光耦反馈稳压、准谐振、高效率、宽输入范围、良好的输入电压调整率和负载输出特性，还有过流、过压及热保护等。相对于同类型的其它厂家 IC，它多了一个热保护以及开关电噪声较小，可简化或甚至取消浪涌吸收电路。 本文介绍该系列 IC 的工作原理，在此基础上描述怎样利用它设计制造一台大屏幕彩色电视机开关电源。文中给出样机电源电路，变压 器设计以及实验结果。实验表明，该电源完全符合电视机电气要求，它外围元件少，设计容易，稳定度高。在高温、低温、EMI、短路和开 路等环境和安全实验中均符合国家标准，是一个不可多得的简单和高效能的电视机实用开关电源。 2 、混合型开关电源控制器 STR-F6656 系列原理和特性简介 图 1 给出了 STR-F6656 系列的原理方框图。这是一个有一个引出脚的塑料封装 IC，其每脚功能简述见表 1。 当 AC 电源在 t0 加入时，由图 2 可知，在半个周期内，A 点对地峰值电压 VA≈Vd（整流电压），VA 经过 R803、R804 向 C808 充电，使 IC 脚④上电压 Vin近似线性上升（见图 3）。当 Vin 上升到阈值电压 Vin(ON)=16V 时，IC 内的控制电路开始起动，Vin 端口上的输入电流 Iin 由 100μA 突升到 30mA，电容 C808 来不及供电而使 Vin 下降。如果此时由驱动绕组 D1 所提供的 DC 电压足够的话，Vin 将不致于掉到仃振阈值 11V 以下，则 IC 继续工作起动成功。 驱动绕组 D1 的圈数须保证经整流后在 C808 上电压超过 11V，同时又要低于20.5V。因为 Vin 大于 20.5V 则过压保护电路起作用，Vin 小于 10V 时则欠压保护电路起作用。一般 Vin 取 18V 是较合适的。 关于 R803、R804 及 C808 的选值要适当。R803、R804、C808 太大均会使 IC起动时间 t1―t0 延长。但 C808 亦不能过小，否则在驱动绕组电压到来之前它已不能维持 IC 动作，这样就不能顺利起动。一般对宽电源(90～270)VAC 电压 C808 取(47～100)μF，R803、R804 取 30kΩ~47kΩ是合适的，对窄电源（200VAC），R803+R804可取 75k～150k。在本例子中，当 R803+R804=78kΩ，C808=47μF，输入电压为 90V 时，其开机起动时间为 1.3μs 左右。 2.2 内 部 振 荡 器 ， 稳 压 原 理 和 过 流 保 护 （1）内部振荡器 IC 内部振荡器是通过对 C1 的充放电而形成振荡脉冲的，放电时间常数 C1R1(≈50μs)决定了 MOSFET 的关断时间。在 PRC 运用模式中，稳压是由固定 toff 而变化 ton 来达 到的。图 4 示出了当没有稳压控制信号输入时，内部振荡器的工作波形。由图 5 波形可见，当 MOSFET 导通时，电容 C1 被充电到 6.5V 。同时漏极电流 ID 逐步上升，在R5 上形成一锯齿形状电压VR5。VR5 通过 R4 后几乎无损 失 地 加 到 IC 的 ① 脚 如图 5 所示，为了控制输出，光耦合器的误差信号输出电流在 R4 上形成电压降 VR4 串接在 VR5 上，从而使输入到①脚的电压 V1 波形 部分受到 VR4 的控制，使比较器 1 提前或拖后反相，以改变 MOSFET 的 ton 从而改变次级输出电压，达到稳压的目的。这属于电流控制 方式。一般说来，在电流控制方式中，轻载时 VR4 会升高，有可能使 MOSFET 导通时的浪涌电流所引起的噪声对比较器 1 带来误触发。为 了解决这个问题，在 MOSFET 关断期间插入一个有源低通滤波器，它是由 C5 和一个 1.35mA 恒流源组成，旁接于①脚和地之间。在 MOSFET 导通之前，该滤波器分流了从光耦输出的约一半电流量，因而使 VR4 直流偏置量有效降低，防止了导通浪涌电流的叠加而引起的误 触发，此外 C5 的存在也加大了对噪声的吸收旁路作用。 应该指出的是，现在 ton 的控制是通过改变 VR4 的直流电压达到（见图 6），这与过去传统方法不同，过去的 STR-S6700和 STR-M6800 系列是靠改变充电电压的斜率而达到改变 ton 的。 （3）过流保护 这是一个脉冲连着脉冲的过流检测电路。由图 5 中的波形可见，比较器 1 起着过流保护作用。只要正比于 Id 的电压V1 峰值超过限值 0.73V 时，就会强迫振荡器输出反相，使 MOSFET 关断，ton 变小，达到了限制输出电流和输出功率的目的。 2.3 准谐振运用 上面讨论了纯光耦反馈电路的 PRC 工作情况，实际的应用电路应包括从变压器驱动绕组 D1 来的反馈支路（它包括 D821，R836，C829，D820 等元器件），由于这个支路的存在，使得 V1 在 MOSFET 关断期间含有与 VDS 成比例的电压成份，它叫准谐振信号（见图 7）。根据准谐振信号的电平大小可决定该电源是工作在 PRC 方式还是准谐振方式。 在 MOSFET 关断期间如果准谐振信号 V1 处在 0.73V 与 1.45V 之间，则比较器 1 起作用使电源进入 PRC 方式；如果准谐振信号 V1 超过 1.45V（V1 最大值为 6.0V），则比较器 2 起作用使 toff 降为 1.5μs(min)左右，但现时功率管的关断时间不取决于此值，而是比它大得多。事实上只要 V1 保持大于 0.73V，则 MOSFET 仍然维持关断，什么时候开始转导通，则由准谐振方式决定。准谐振方式就是使 MOSFET 在 VDS 的谐振周期的半周处导通，这样可保证较低的开关电应力和减少开关损耗，为达此目的，需要满足以下二条件： （1）在漏极和地之间要有一个合适的电容 C815、C813 存在，由它与初级电感构成 LC 谐振回路，以便形成漏―源极之间电压 VDS 的谐振波形； （2）栅极驱动中要有合适的延迟以保证当准谐振信号 V1 下降到 0.73V 以下，MOSFET 开始导通时恰好对应于 VDS 波形的最低处。 2.4 驱动电路，锁定触发器，热保护和过压保护 （1）驱动电路 驱动电路如图 8 所示。 这是恒压驱动电路，它利用稳压二极管 ZD1(8.6V)来保护恒定的驱动信号幅度。当驱动信号为正脉冲时，Q1 导通，通过电阻 RG1＋RG2 对 MOSFET 激励使之成为软开关。当输入信号为零电平时，Q1 截止，Q2 导通，MOSFET 栅极电荷将经过一个较小的电阻 RG1 而迅速放电。稳压二极管 ZD1 的作用是保护 MOSFET 在截止时不致于被上冲的 VDS(500V～600V)通过 D―G 极间电容耦合到栅极而将管子损坏。 （2）锁定触发器 Latch 当电路发生过压或过热时，芯片内有关电路会将锁定触发器置 ON，使④脚上电压 Vin 在 10V～16V 之间来回摆动。IC 间歇性地工作，阻 止了电流和电压不正常的升高，直到 Vin 低于 6.5V 时，电路完全不起振。此时若要电源再起动，需要关机后再开机才行。 （3）热保护电路 当混合型 IC 的外壳温度超过 140℃时，控制 IC 中的热保护电路就会起动锁定触发器置 ON，由于MOSFET 与控制 IC 装 在同一块基板上。所以热保护同样包括 MOSFET。 （4）过压保护电路 当 Vin 超过 22.0V 时，过压保护电路能起动触发锁定器。使 Vin 在 10V～16V 之间来回摆动最后会降到 6.5V 以下，电源完全停止工作 ，此时要关机后再开机才能重新起动。 过压保护电路同时可以防止次级输出电压 VO1 过高。例如当控制电路开路或其它原因引起 VO1 大大升高时，通过变压器耦合，驱动绕组的 感应电压相应也会升高，从而使 Vin 升高。当 Vin 超过 22V 时过压保护同样起作用。限制了 VO1 的再升高，此时的 VO1 为 VO1(OVP)= [Vo1(正常值）/Vin(正常值]×22.5 例如设 VO1(正常值)=130V，Vin(正常值)=18V，利用上式即可算出 VO1(OVP)=162.5V，这表示当故障发生时由于过压保护起作用，VO1 最高不会超过此值。 实验表明，该电源开关噪音干扰较小，无须加入特别的抗干扰措施，便轻易地通过 EMC 测试。但在稳态的 STANDBY状态，其输入功耗稍 大些，通过调整 ND2，以及加入光耦 IC809 使电源在 STANDBY时工作在间歇脉冲状态，从而减少了输入功耗。最后得出如下实验结果： 输入电压 VMAINS：(90～264)V 输出电压 VO1：139V 输入电压调整率：当 VMAINS=90V～264V 时，VO1=139V±0.2V 负载变化调整率：当 IO1=0.3A～0.6A 时，VO1=139V±0.3V STANDBY 输入功耗（230V 时）：12W AC/DC 转换效率η=85％ 开关频率范围：30kHz～110kHz OCP/FB 端口。当①脚电压 V1 达到阈值 Vth1≈0.73V 时，比较器 1 开始动作，它使振荡器输出反相，并通过驱动级将 MOSFET 关断。此 后 C1 通过电阻 R1 放电，C1 两端电压按恒定的放电时间常数 C1R1 线性下降。当它降到 3.7V 左右时，振荡器输出再次反相，使 MOSFET 重新导通，C1 电压再次跳升到 6.5V。如此不断重复上述过程。 由上述可知，MOSFET 的导通持续时间 ton 是由 VR5 的上升斜率决定的，而 toff 在 PRC 模式中则由 C1R1 决定。 （2）稳压原理 如图 5 所示，为了控制输出，光耦合器的误差信号输出电流在 R4 上形成电压降 VR4 串接在 VR5 上，从而使输入到①脚的电压 V1 波形部分受到 VR4 的控制，使比较器 1 提前或拖后反相，以改变 MOSFET 的 ton 从而改变次级输出电压，达到稳压的目的。这属于电流控制方式。一般说来，在电流控制方式中，轻载时 VR4 会升高，有可能使 MOSFET 导通时的浪涌电流所引起的噪声对比较器 1 带来误触发。为了解决这个问题，在 MOSFET 关断期间插入一个有源低通滤波器，它是由 C5 和一个 1.35mA 恒流源组成，旁接于①脚和地之间。在 OSFET 导通之前，该滤波器分流了从光耦输出的约一半电流量，因而使 VR4 直流偏置量有效降低，防止了导通浪涌电流的叠加而引起的误触发，此外 C5 的存在也加大了对噪声的吸收旁路作用。 应该指出的是，现在 ton 的控制是通过改变 VR4 的直流电压达到（见图 6），这与过去传统方法不同，过去的 STR-S6700和 STR-M6800 系列是靠改变充电电压的斜率而达到改变 ton 的。 （3）过流保护 这是一个脉冲连着脉冲的过流检测电路。由图 5 中的波形可见，比较器 1 起着过流保护作用。只要正比于 Id 的电压V1 峰值超过限值 0.73V 时，就会强迫振荡器输出反相，使 MOSFET 关断，ton 变小，达到了限制输出电流和输出功率的目的。 2.3 准谐振运用 上面讨论了纯光耦反馈电路的 PRC 工作情况，实际的应用电路应包括从变压器驱动绕组 D1 来的反馈支路（它包括 D821，R836，C829，D820 等元器件），由于这个支路的存在，使得 V1 在 MOSFET 关断期间含有与 VDS 成比例的电压成份，它叫准谐振信号（见图 7）。根据准谐振信号的电平大小可决定该电源是工作在 PRC 方式还是准谐振方式。 在 MOSFET 关断期间如果准谐振信号 V1 处在 0.73V 与 1.45V 之间，则比较器 1 起作用使电源进入 PRC 方式；如果准谐振信号 V1 超过 1.45V（V1 最大值为 6.0V），则比较器 2 起作用使 toff 降为 1.5μs(min)左右，但现时功率管的关断时间不取决于此值，而是比它大得多。事实上只要 V1 保持大于 0.73V，则 MOSFET 仍然维持关断，什么时候开始转导通，则由准谐振方式决定。准谐振方式就是使MOSFET 在 VDS 的谐振周期的半周处导通，这样可保证较低的开关电应力和减少开关损耗，为达此目的，需要满足以下二条件： （1）在漏极和地之间要有一个合适的电容 C815、C813 存在，由它与初级电感构成 LC 谐振回路，以便形成漏―源极之间电压 VDS 的谐振波形； （2）栅极驱动中要有合适的延迟以保证当准谐振信号 V1 下降到 0.73V 以下，MOSFET 开始导通时恰好对应于 VDS 波形的最低处。 2.4 驱动电路，锁定触发器，热保护和过压保护。 （1）驱动电路 驱动电路如图 8 所示。 这是恒压驱动电路，它利用稳压二极管 ZD1(8.6V)来保护恒定的驱动信号幅度。当驱动信号为正脉冲时，Q1 导通，通过电阻 RG1＋RG2 对 MOSFET 激励使之成为软开关。当输入信号为零电平时，Q1 截止，Q2 导通，MOSFET 栅极电荷将经过一个较小的电阻 RG1 而迅速放电。稳压二极管 ZD1 的作用是保护 MOSFET 在截止时不致于被上冲的 VDS(500V～600V)通过 D―G 极间电容耦合到栅极而将管子损坏。 （2）锁定触发器 Latch 当电路发生过压或过热时，芯片内有关电路会将锁定触发器置 ON，使④脚上电压 Vin 在 10V～16V 之间来回摆动。IC 间歇性地工作，阻止了电流和电压不正常的升高，直到 Vin 低于 6.5V 时，电路完全不起振。此时若要电源再起动，需要关机后再开机才行。 （3）热保护电路 当混合型 IC 的外壳温度超过 140℃时，控制 IC 中的热保护电路就会起动锁定触发器置 ON，由于MOSFET 与控制 IC 装在同一块基板上。所以热保护同样包括 MOSFET。 （4）过压保护电路 当 Vin 超过 22.0V 时，过压保护电路能起动触发锁定器。使 Vin 在 10V～16V 之间来回摆动最后会降到 6.5V 以下，电源完全停止工作，此时要关机后再开机才能重新起动。 过压保护电路同时可以防止次级输出电压 VO1 过高。例如当控制电路开路或其它原因引起 VO1 大大升高时，通过变压器耦合，驱动绕组的感应电压相应也会升高，从而使 Vin 升高。当 Vin 超过 22V 时过压保护同样起作用。限制了 VO1 的再升高，此时的 VO1 为 VO1(OVP)=[Vo1(正常值）/Vin(正常值]×22.5例如设 VO1(正常值)=130V，Vin(正常值)=18V，利用上式即可算出 VO1(OVP)=162.5V，这表示当故障发生时由于过压保护起作用，VO1 最高不会超过此值。实验表明，该电源开关噪音干扰较小，无须加入特别的抗干扰措施，便轻易地通过 EMC 测试。但在稳态的 STANDBY状态，其输入功耗稍大些，通过调整 ND2，以及加入光耦 IC809 使电源在 STANDBY 时工作在间歇脉冲状态，从而减少了输入功耗。最后得出如下实验结果： 输入电压 VMAINS：(90～264)V 输出电压 VO1：139V 输入电压调整率：当 VMAINS=90V～264V 时，VO1=139V±0.2V 负载变化调整率：当 IO1=0.3A～0.6A 时，VO1=139V±0.3V STANDBY 输入功耗（230V 时）：12W AC/DC 转换效率η=85％ 开关频率范围：30kHz～110kHz |
|
|
