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上期给大家说了蛮多负载的选择，模型说了这么多，还没和实际的沾上边儿，这一部分将考虑实际器件。 通常的运放最高能输出35mA（我见过的，勿疑），而且到达最大输出电流时，运放几乎进入饱和状态，已失去大多数可圈可点的性能。 当然，功率运放可输出5A以上的电流，但功率运放的直流特性不大好，集中于VOS和dVOS/dT，有兴趣的坛友可查看LM1875的datasheet，其余类推。由于功率运放的VOS已和Vsample可比，因此一般不推荐单独使用。 一般而言，依照运放自身的设计原则，运放输出电流应尽量控制在1mA以内，否则： 1. 加上自身偏置电流，运放可能发热，造成输出漂移。 2. 由于集电极/发射极串联电阻的作用，大电流输出造成运放输出级状态不佳，主要是VCE过低，IC过 大，造成电流增益下降，具体参见任意NPN/PNP datasheet中的输出特性曲线。 3. 加重中间级负载，造成运放对高频大信号的响应能力下降。 对于大于1mA的电流，应该扩流。 扩流方法很多，最常见方法如下： 1. 使用现成的单位增益缓冲器：例如LT1010，最大输出150mA。 2. 参照运放内部电路：扩流最简单的办法是共集电级乙类推挽输出级，就是NPN和PNP构成的射随器组合，对于20V/100mA而言须选择10W左右的中功率管。实际是第一种方法的简化方法。 3. 使用具有电压增益的功率运放电路扩流：这是一种豪华的方法，具有相当好的动态性能，很多Agilent高级系统仪器均采用这种方法，当然功率运放是分立 的。由于扩流电路具有电压增益，因此对运 放的SR要求降低，整体电路的直流性能决定于运放，克服了功率运放的VOS问题。但这种电路调试比较麻烦，容易振荡，需要设计者经验丰富。 显见，考虑性价比，如果只考虑将电流源作为稳定驱动，而不考虑动态性能（例如脉冲电流源），第2种方法是相当好的选择。一定有人推荐，最好使用甲乙类输出以避免交越失真，也可，但对直流源实无必要。 上述电路都可工作于I、II、III、IV象限。针对一般的用途，事实上需要四象限均可工作的电流源的场合非常少，通常只需I象限工作即可 （Io>0、Vo>0），如果不考虑动态性能，可将推挽输出级PNP一侧去掉，简化为单臂输出。这次的简化牺牲了输出电流下降沿性能，但对于 直流稳定源无大碍。坛友可参考Agilent 36xx系列用户手册，下降沿和上升沿响应速率的巨大差异。36xx均为单臂电源。 图中运放使用了双电源。运放可单电源也可双电源工作，推荐使用双电源，原因如下： 1. Aopen(Vin+-Vin-)=Vo是运放的基本公式，通常认为Aopen无穷大，但实际运放最高不过140dB(icl7650)，有的运放甚至只有几千(TL061)。 变换公式得到(Vin+-Vin-)=Vo/Aopen，一定记住，其中所有的电压都是以双电源中点为参考地。而(Vin+-Vin-)就是运放误差。单 电源工作时，Vo=1/2Vcc时才能达到误差最小，双电源工作时Vo=1/2(Vcc-Vee)=0时误差最低，相对而言，后者更好把握，此问题在后面 有实际应用方法解决。 2. 即使轨到轨运放也无法达到输入/输出绝对到轨，因此需要输入/输出为0时会出一些令人烦恼的问题，使用双电源可避免这些问题，从而集中精力考虑重点。 电路基本成型了，还有什么问题？一般而言，设计到这个地步，设计工作可到一段落。然而仔细分析，仍有不甚完美之处。 普及知识：电流源和电压源都是互补对应的。首先看看电压源： 1. 对电容性负载敏感，对电感比较无所谓。 2. 有最大电流限制，短路时输出电流受电压源的电源电流能力限制。 3. 负载并联在输出端和地之间。 对应于电流源： 1. 对电感性负载敏感，对电容比较无所谓 2. 有最大电压限制，开路时输出电压受电流源的电源的电压能力限制。 3. ..第3点是个问题，已经得到的电流源的负载接在输出端和采样电阻之间，而且参与反馈，因而造成如下问题。 (1). 负载调节率 试想负载的变化范围由0—100 Ohm，运放输出端电压需要在1到10V之间变化，根据前面运放误差分析，10V与1V对应的（Vin+-Vin-）相差10倍。如果运放为 TL061（Aopen=6000），输入误差在1V/6000—10V/6000之间变化，即0.16mV—1.6mV，对应 Vsample=300mV的情况，电流误差为0.05%—0.5%，因此0—100 Ohm范围内的负载调整率为0.45%，很可观。通常的商品电源负载调整率不会超过0.01%。当然换好一点的运放，例如OP07（增益 1000000）,会好的多，负载调整率为0.003%。基本可以忽略。然而，如果可以用好一些，就尽量用好一些。即使是便宜的OP07，也尽量发挥出它 应有的指标。为何要一味追求负载调整率，其实负载调整率对应的就是电流源的并联内阻，负载调整率越小，并联内阻越高，其分流越小，电流源性能越好。对应于 电压源，负载调整率对应的是电压源的串联内阻，负载调整率越小，串联内阻越小，其分压越小，电压源性能越好，科学的对称美。 (2). 输出电压无法达到20V 老实话，为什么命题选择20V，就是要在这里说明问题。大多数的运放双电源时推荐最大电源电压为+/-15V，当然也有OP07（极限+/-22V）家族可以到达+/-20V。 即使使用OP07，在+/-20V下工作，输出最高电压不过+/-18V，因此NPN的E，即电流源输出端的最高电压为17.4V，算上 Vsample=300mV，电流源能达到的输出电压为17.1V。况且中功率NPN的电流增益不过几十，因此一定会使用达林顿组态，减小运放负载，又会 去掉0.6V，最高输出电压压缩到16.5V。 当然，会有建议采用非对称双电源，例如+30V -5V，可使输出电压达到20V以上。如果不得已，这样的配置是可用的。然而基于以下的原因： （1）如果Vin+端电压很接近0V，运放输入级晶体管会工作在不太舒服的状态，VCE过小，导致电流增益下降，造成运放Aopen下降和输入偏流增大。 （2）Aopen下降也会造成负载调节率指标下降。 一般不推荐相差悬殊的非对称双电源应用。单电源是非对称双电源的极端，因此与双电源相比性能会打很大折扣。这就是为什么早期的运放均不推荐单电源的原因。 但手持设备的出现对单电源应用有巨大促进作用，现代单电源运放作过很大改进，例如轨到轨，但价格也高得多，在不损失其他性能的前提下，价格通常是普通运放 的几倍。 对于上述问题，这个电流源的架构无法确切的完全的解决，必须改变架构。利用三极管的镜像原理（IB约等于0，IC=IE），可将负载请出反馈回路，移到电源和C之间，也就达到了与电压源的对应：“负载串联在输出端和电源之间” 此时，运放输出端电压基本控制在0.6—0.9V之间，即使TL061也可达到 0.016%，OP07更可达到0.0001%。如果将运放电源VCC与连接负载的电源VP分开，连接负载的电源VP为24V，电流源的输出电压便可达到 20V以上。可是，三极管的电流增益毕竟是有限的，即使是达林顿组态也不过1000，超beta管（通常用在双极运放输入端）最大也不过10000，IB 总会出现，而且IB通过Rsample流入地，造成Vsample里出现误差。误差即1/电流增益。NS有个电路避免了这个问题，使用JFET与NPN构 成一个无需电流驱动的达林顿组态。 然而小功率JFET或N MOS并不便宜，而功率N MOSFET并不贵，还可减少一种库存，因此使用N MOSFET代替NPN即可。 MOSFET不需要稳定的电流驱动，因此IG造成的Vsample误差基本可以忽略，ID=IS，一个近乎完美的镜像。10W左右的N-MOSFET反而不太便宜，选用100W的IRF530也是明智的，而且为扩充输出功率提供了潜力。 明天继续更新教你如何选择合适的运放！ 相关资料： 手把手教你做个电流源——负载的选择 手把手教你做个电流源——运放的选择 手把手教你做个电源流-分析Aopen |
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