|
斜坡补偿的引入 鉴于以下原因,峰值电流控制必须考虑采用斜坡补偿。 当电流模式控制变换器的占空比超过50%的时候，变换器会在开关频率的次谐波频率点出现振荡，准确地说是在一半开关频率的地方，除非采取斜坡补偿措施。斜坡补偿的定义：在电流模式控制下，当电流达到一定大小时（由误差放大器输出设定）开关关断。如果占空比超过50%，电感电流的上升时间就大于整个周期的50%，那么电流下降时间就小于一个周期的50%’。在较短的时间内，电流还没有来得及回到静态初始值，下一个周期接着又开始了。下一个周期的初始电流变大了。在接下来的这个周期里，电感电流很快就上升到参考点，使导通时间变短，占空比变得更窄；和上一个周期相比，这个周期的占空比减小到50%以内。但是这样又导致关断时间太长，下一个周期电流的初始值太小，又使得占空比再一次超过50%。如此循环，电流以间隔一个周期过大和过小的方式出现振荡。 1 电路的稳定性 图 2、图3 分别是占空比大于50%和小于50%的尖峰电流控制的电感电流波形图。其中Ve 是电压放大器输出的电流设定值,?Io 是扰动电流,ｍ1、ｍ2 分别是电感电流的上升沿及下降沿斜率。由图可知,当占空比小于50%时扰动电流引起的电流误差?I1 变小了,而占空比大于50%时扰动电流引起的电流误差? I1 变大了。所以尖峰电流模式控制在占空比大于50%时,经过一个周期会将扰动信号扩大,从而造成工作不稳定,这时需给ＰＷＭ比较器加坡度补偿以稳定电路,如图4 所示。加了坡度补偿,即使占空比小于50%,电路性能也能得到改善。 图5 m=m2 时，电感电流波形 对于 BUCK 电路，补偿坡度是V0/L，由于输入电压恒定，所以补偿值便于计算并恒定；对于Boost 电路，补偿坡度是(Vin-Vo)/L，由于输入电压随电网变化，所以补偿值不恒定，这样对于固定补偿网络，很多时候会发生过补偿或欠补偿，降低了电路的性能并导致波形畸变，因此，Boost 电路通常不采用峰值电流控制而是采用平均电流控制的模式，来避免斜坡补偿。 2.减小尖峰值/平均值误差 电流模式控制的实质是使平均电感电流跟随误差电压 Ve 设定的值,即可用一个恒流源来代替电感,使整个系统由二阶降为一阶。但如图6 所示,尖峰电流控制模式中随着占空比Ｄ1、Ｄ2 的不同,电感电流的平均值I1、I2 亦不同。如图7 示,可以通过斜坡补偿来获得不同占空比下一致的电感电流。 另外图7 所示的电感电流平均值和峰值间也存在差值,在ＢＵＣＫ电路中由于电感电流的纹波相对电感电流的平均值很小,并且存在电压外环的校正作用,所以峰值和平均值的这种误差可以忽略;在ＢＯＯＳＴ电路中,峰值要跟随输入电网的正弦波,所以和平均值间的误差很大。这种误差最大,需要一个大电感来使电感电流的纹波变小,减小抗干扰能力。这也是在ＢＯＯＳＴ中采用平均值电流模式的原因。 3.抑制次谐波振荡 内部电流环的增益尖峰是电流模式控制的一个重要问题。这种增益尖峰发生在二分之一开关频率处,使相移超出范围,导致不稳定,并使电压环进入次谐波振荡。这时在连续固定的驱动脉冲下,输出占空比却在变化,如图8 所示。采用斜坡被偿也能很好地抑制次谐波振荡。 由此可以绘出每个周期等效电感电流的瞬时值、电感电流误差和周期Ｔ的关系曲线如图9 所示。由图9 可以看出,电感电流是一个按二分之一开关频率衰减的正弦波,类似于一个ＲＬＣ响应电路。这种电流有两个不利之处: ① 电感电流对电源或负载的瞬态变化产生振铃响应; ② 在开关频率附近控制环路增益达到最高,从而产生不稳定趋向。 通过斜坡补偿可以抑制这种振铃电感电流,例如当补偿坡度为电感电流下降沿的斜率时(即ｍ=-ｍ2),振铃电流在一个周期内就完全得到了抑制。 斜坡补偿设计步骤： 图 10 示出斜坡补偿电路。Ｒ1 和Ｒ2 组成了从晶振的输出到限流引脚(脚1)的分压网络,迭加斜坡补偿信号到初级的电流波形,Ｒ1、Ｒ2 值的比例决定了所加的斜坡补偿量。电容Ｃ1是交流耦合电容,使晶振的交流分量耦合到Ｒ2,去掉了直流偏置部分。Ｃ2 和Ｒ1 组成滤波电路,滤去初级Ｉｐ中的前沿尖峰,避免误动作。? ＶＯＳＣ是晶振锯齿波的峰峰值。将电容去掉得到图11 简化电路。 6．计算斜坡补偿值： 斜坡补偿电压COMP V 为： 式中 M ——补偿比率，应大于0.5，一般取0.75-1。 四、电流控制技术及斜坡补偿的应用 1. 平均电流法Ｂｏｏｓｔ电路设计实例 设计 1200Ｗ功率因数校正电路,采用Ｂｏｏｓｔ电路的拓扑,平均电流法的控制电路,ＵＣ3854ＢＮ的控制芯片。 电路参数如下: 输入电压:Ｖin=220Ｖ±25%(165Ｖ～275Ｖ); 直流输出电压:Ｖo=410Ｖ; 开关频率:fs=80ｋＨｚ; 功率因数:PF>0.993; 效率:?>0.95; 电感:L=600μＨ; 检测变压器变比:1∶100; 检测电阻:15O。 ①电流环设计为了稳定运行,须进行电流环相位补偿。 电流环补偿后在开关频率附近提供平稳增益。在低频的零点响应提供高增益完成平均电流控制工作。在开关频率附近误差放大器的增益要配合电感电流的下降沿。本设计开关频率为80KHz,单位增益交越频率应为14KHz(1/6 开关频率),但本电流环的主要工作是跟踪线电流,故10KHz 的带宽是合适的值。电流环的零点必须设置在交越频率上,或低于交越频率处。如设置在交越频率上,相位裕度有45°,低于交越频率则相位裕度更大点。45°的相位裕度的系统工作稳定、低过冲、干扰小,所以将零点设置在略低于交越频率处(fs 为10KHz)。当极点高于开关频率的1/2 时,极点不会影响控制环的频率响应。为了减少对噪声的敏感性,极点通常设置在开关频率附近。本设计设置极点在开关频率处(fp 为80ｋＨｚ)。设计电流环的过程为先算出零点时功率部分的增益,而功率部分增益乘以电流放大器增益为整个电流环增益,整个电流环的增益为1 时算出电流放大器的交越频率(即零点),并且在交越频率处电流环的增益是功率部分增益的倒数,由此算出电流环的增益,由该增益算出补偿网络的电阻,由电阻和零点频率算出补偿网络的零点电容,再由极点频率算出补偿网络的极点电容。具体计算过程为:电感电流的下降沿=(Ｖo-Ｖin)/Ｌ;最坏情况(Ｖin=0),电感电流的下降沿= Ｖo/Ｌ;晶振坡度=Ｖs/Ｔs=Ｖsｆs。因为电流放大器的输出不能大于晶振的输出,即电感电流的坡度不能大于晶振的坡度,所以电流放大器的增益最大时PWM 比较器的两个输入端信号相等,此时最大电流放大器增益为: ②电压环设计为了工作稳定,必须进行电压环补偿。 与稳定性相比,功率因数校正电路电压环更需要的是保持输入线电流畸变小。电压环的带宽必须设计得足够低以衰减输出电容上的工频2 次谐波;电压误差放大器也必须有足够的相位裕度以在相位上跟踪输入电流,使功率因数提高。Ｂｏｏｓｔ电路输出部分的低频模式是电流源驱动电容的一阶电路,功率部分和电流反馈环组成该电流源,输出电容组成该电容,该模式具有-20ｄＢ/十倍频的增益特性。如果电压反馈环在这附近闭合,它将有恒定的增益并且稳定,但在抑制2 次谐波引起的畸变方面性能差,放大器需要一个极点以减少纹波电压增益,并且使相移为90°,由此找到单位增益交越频率和极点位置。电压环的设计与要达到的ＴＨＤ有关,电压误差放大器输出端产生的1.5%的2 次谐波将在电路输入端产生0.75%的3 次谐波。因为在设计中要求ＴＨＤ不大于3%,允许分配给电压误差放大器的输出纹波比例是1.5%。为了提供足够的相位裕度,极点设置在交越频率上,整个回路增益将在45°的相位裕度。图15 为电压环的增益图,图16 为电压误差放大器的电路图。 电压环部分的设计从计算输出电容上允许的 2 次谐波电压开始,再计算电压放大器允许的输出2 次谐波,及由此算出电压放大器的2 次谐波增益值,由该增益值可以算出电压环的补偿电容。功率部分的增益和电压环的增益组成整个电压环的增益,整个电压环的增益为1 时算出交越频率。再由交越频率算出补偿网络的电阻。计算方式如下: ③ Lr=6.5μＨ,其值根据ｋ求得; ④ Ls=30μＨ,确定Ｌｓ值最直接的方法是要求Ｖr 工作范围满足Ｖ/10<Ｖｒ<Ｖ/2。Ｌｓ值大小的选择应确保在所有的输入电压范围内Tron 和Troff都是有效的,并且采用PFC 时达到最小的电压应力; ⑤ Cs=2μＦ,在整个开关周期内ＣS 可被看作是相对恒定的值。这样可保证Ls 和Cs 的谐振周期是开关周期的若干倍。 2.峰值电流控制芯片UC3846 进行斜坡补偿电路设计举例 主电路拓扑采用双管正激电路 UC3846 的斜坡补偿选择电路根据峰值电流控制的电路图可以看到,加入斜坡补偿有两种方法,一种是将斜坡补偿信号加到电流检测信号中,如图17 所示;另一种是将斜坡补偿信号从误差电压信号中减去,如图18 所示。 前一种实现方法简单,但由于斜坡补偿信号的加入,有可能在实现电流限制功能时产生误差。第二种方法实现时必须满足两个条件:①在开关频率附近,电压放大器的增益必须为一个固定的常数Ｒ1/Ｒ2;②当射极斜坡补偿时,电流放大器和电压放大器都必须考虑进去。改进第一种方法得到图19 所示电路,射极跟随器的接入减小了晶振端的输出阻抗。 参数选择采用单端正激电路设计1000Ｗ通信电源,以UC3846 作为控制芯片,交流输入165～275Ｖ;输出50V,20A;工作频率80k Hz;匝比8/1（Np/Ns）,检测电阻Rsense=0.4O;输出电感L=40uH;晶振电容CT=1nF;死区时间0.145us 计算步骤：
|
