UC3843/42用于直流变换器拓扑控制总结（附带simplis闭环控制仿真 ）

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1.Buck
2.1.1一款5V/6A电流模式控制同步Buck变换器
1．规格要求
输入电压Vin：10.8V～16V
输出电压Vo：5V
输出电流Io：8A
基本要求：空满载切换具有良好的动态响应，效率不低于90%，纹波噪声≤50mVpp，输出电压启动过程中最好不要有过冲现象。
2．设计分析
直流变换器的设计，先关注静态指标，再关注动态指标。
静态指标：效率，对于5V/8A输出的应用，受限于目前的半导体技术，欲达到90%的效率，必须采用同步整流技术；纹波噪声，一般只要布局合理，输出LC选用合理，达到50mVpp的指标压力不大。
动态指标：主要涉及到负载动态响应以及启动特性，商业化的Buck控制器，采用的控制方式主要有：电压模式控制、峰值电流模式控制、平均电流模式控制、COT控制、V2控制等。几种控制方式各有优缺点，针对本设计而言，选用任何一种控制方式都是可行的。
UC3843是一款非常经典的峰值电流模式控制IC，下面以UC3843作为主控IC，在仿真环境下搭建同步整流线路，预测从启动到稳态，再到动态的的电路行为，并对电路结构进行优化设计。

3.基本电气功能验证
 
图1.1  3843通过非门产生两路输出互补的PWM信号，开关频率200kHz，分别驱动Buck的主管和续流管，基本做法我在另一个SImplis仿真应用的帖子里介绍过了，此处不再赘述
，反馈部分采用UC3843内置的运算放大器，Type II补偿网络，采样主管开关电流做峰值采样信号，利用经典的斜坡补偿方法进行斜坡补偿。

 
图1.2 验证启动及稳态输出波形（环路已经经过优化，穿越频率20kHz，幅值裕量60°）。
4.设计优化
从图1.2可以看出，输出电压在启动过程中有过冲，为啥呢，原因很简单，没有软启动电路。控制直流变换器的启动波形的形状，大致与以下几处着手：1.环路响应速度----如图1.2所示，我们知道，对于UC3843构成的闭环Buck系统，其系统的给定，是UC3843内部运放同相端的2.5V基准，是个阶跃信号，基于经典控制理论知识，我们可以近似的得出如下结论，在保证相位余量的情况下，穿越频率越高，图1.2的启动过冲电压越小....这个不详细讨论，展开说来就扯远了，因为调整环路不是解决启动过冲问题的根本办法。
2.控制启动阶段电流环的基准，（即控制电压环误差放大器的输出电压，使其在启动阶段缓慢上升，进而使占空比缓慢展开）。具体到本电路上，就是控制UC3843的Comp引脚电压启动阶段的波形，只需要一个低成本的PNP三极管电路即可实现，如下图所示：
 

图1.3  控制电流环基准，做软启动控制


 
图1.4 满载输出启动波形，输出过冲得到有效控制。这种软启动的方式成本低，但它是一种听过控制电感电流而间接控制输出电压波形的方法，受负载影响：
  
图1.5  空载启动时，输出再次存在过冲现象。

3.直接控制电压环基准
在环路调好的情况下（穿越频率和幅值裕量足够），如果能控制电压环的基准缓慢上升，则输出电压可以有效地跟随电压基准的波形，进而实现比较理想的软启动效果。
  
图1.6  外置运放，并控制电压环基准波形，进而控制输出电压波形。
并且，输出电压波形不随负载的变化而变化：
 

12  串联谐振LLC

UC3843是可以做LLC的，只不过要麻烦一些，以一个设计案例说明实现方法：

Vin：400V

Vo：24V

IO：12A

先贴仿真原理图以及关键点测试波形，有时间再探讨具体实现方法：

 
图12.1  基于3843实现闭环LLC控制的方法（参数随意取的）
 
图12.2  启动波形
  图12.3  谐振腔关键点波形


 

图12.4  环路小信号分析

2.正激

2.1  单管正激（没什么好说的，隔离相当于隔离版本的Buck）
Vin：10～15V
Vo：24V
Po：200W
采用第三绕组复位，单管正激。


  
图2.1  单管正激基本功能验证电路（TL431 feedback ）及启动波形验证
  


图2.2  单管正激启动波形优化电路（OP AMP feedback）及基本功能验证



2.2  双管正激变换器（原理比较简单，也没什么好说的，直接搭电路）
Vin：250V～420V
Vo：12V
Po：300W

计算功率级参数之后，设定变压器，电感，电流采样电路等参数，双管采用经典的变压器驱动方式，基本功能验证电路采用UC3844，输出二极管整流。
  
图2.3  双管正激基本功能验证电路

一般而言，12V/25A输出这种级别的电源，处于提升效率的考虑，需要采用同步整流技术，正激的同步整流驱动电路有许多种，大致包括自驱型、外驱型以及自驱和外驱相结合的混合驱动型，这些同步整流技术各有优缺点，下面以外驱型为例，将图2.3的二极管整流电路更换为同步整流线路：
  
图2.4  双管正激启动波形优化及同步整流控制电路及启动优化

3  有源嵌位正激

3.1 低边钳位（即P管钳位）
适用于低压输入场合，仿真电路搭建过程，在另一个帖子中提过，过程略。。。举一例：
Vin：36V～75V
Vo：5V
Io:40A
显然要用到同步整流技术，同步整流电路参考第2.2节双管正激同步整流驱动电路。P管为负压驱动，采用如LM5025/6的常规做法，做死区后利用电容和二极管产生负压。
 
图3.1  有源嵌位正激变换器（低边钳位）
  
图3.2  关键点波形

3.2  高边钳位（即N管钳位）
适用于高压输入场合，驱动方式与不对称半桥类似，简单讲，高边MOS管驱动信号与主管驱动信号互补，同步整流驱动时序与普通正激一致，仿真电路搭建思路与低边钳位电路类似，举一例：

轨道交通DC-DC转换器：
Vin：60～166V
Vo：24V
Io：12.5A

采用常规的二极管整流技术，输出电感的计算与普通的Buck变换器无异，变压器匝比取5:3（或者玩极限一点，采用电压模式控制，将变压器匝比取到2:1），于是可以搭一个简单的原理性验证电路：
  
图3.3 高边钳位有源正激原理验证电路以及基本电气性能验证
  
图3.4  关键点信号波形


我们知道，有源嵌位正激的钳位电容Cclamp与变压器的励磁电感构成了一个讨厌的双零-双极点（Double zeros and poles）：
 

图3.5  由Lm与Cclamp及Duty构成的双零-双极点

该双零双极点不是我们想要的，设计中应予以规避，通常Cclamp不超过0.1uF，变压器的励磁电感尽量取小一点，以不超过100uH为宜，简单研究一下，Lm的取值对功率级小信号的影响：
 
图3.6  励磁电感对环路小信号的影响

4  反激

5  有源嵌位反激

6  硬开关半桥

硬开关半桥的上下管驱动信号对称，同步整流管的驱动信号则分别与上下管的驱动信号互补。因此，若使用UC384X控制半桥，首先要产生一组对称输出的PWM波，其中一种思路为，先倍频，再分频成一组占空比为0.5的互补方波，原始信号通过与门芯片，与这组互补方波分别相与，于是就产生了一组占空比可调的对称输出的PWM波，具体实现方法如下：
 
图 6.1  利用D触发器将UC3843的输出信号二分频，通过双与门芯片，分别产生对称输出的信号A和B，同步整流信号的产生，与前面几个小节的做法类似，不再赘述，举个设计案例：

Vin：200V～400V

Vo：24V

IO：25A

一般情况下，半桥多采用电压模式控制，问题来了，如何利用峰值电流模式控制的芯片UC3843做电压模式控制？
其中一种方法是，利用PWM信号整形，通过RCD整形，得到RAMP信号。
 
图 6.2  电压模式控制半桥变换器（副边采用全桥同步整流）
 
图6.3  启动波形

 
图6.4  Open loop Gain

7.输入串联输出并联（ISOP架构）高压半桥

输入串联输出并联变换器，常用于高压输入场合，该线路架构最大的优点是将功率半导体的电压应力降低一半。
众所周时，寄生参数的缘故，串联的两组变换器输入阻抗很难做到相等，因此输入串联面临均压问题，根据公开的文献，解决输入均压的方法大致有三种（具体哪三种，我也不知道 ，可参考南航的两篇硕士学位论文，文中有比较详细的介绍）。。。最简单的一种输入均压方法是等占空比控制法。简单讲，就是两组变换器相同位置的开关管同步导通关断，实现自动均压。


举一个设计案例：
Vin：400～1000V
Vo：24V
Io：50A


这里采用半桥拓扑，接成ISOP架构，输出采用同步整流，在第6节半桥变换器的基础上，基于UC3843，搭建基本电路（先将两相功率级参数设定的完全一样），基本电气性能通过后，我们再研究寄生参数对系统动态及稳态的影响。
  
图 7.1  基于UC3843搭建ISOP架构高压半桥，副边全桥同步整流，并验证基本电气性能。

8 硬开关全桥 同步整流
与半桥的控制方法类似，不再赘述，举一设计案例：

Vin：200～400V
Vo：28V
Io：18A

采用峰值电流模式控制，输出全桥同步整流：
 
 

9.移相全桥 同步整流

移相全桥的特点是：原边四个管子，对角同时导通向副边传递（严格来说，还要算上占空比丢失）。四个管子的驱动信号占空比均为50%，且两两互补。如何用UC3843实现移相呢？（事实上任何一款PWM芯片都能做移相全桥，不局限于3843）

其中一种思路：沿用前面讲的硬开关全桥/半桥的控制方法，用两个D触发器，分别取UC3843 PWM输出信号的上升沿和下降沿，生成两组0.5占空比对称输出的方波，做个死区，然后进行驱动放大，驱动MOS即可。举一例：

Vin：200～420V
Vo：13.8V
Io：145A

2kW级别的充电机，考虑成本和宽输入范围，移相全桥是常用的拓扑。进一步，若考虑效率，需要同步整流。
按照上面的思路，基于UC3843搭移相全桥及其同步整流的控制线路。

 
图9.1  移相全桥全波整流原理图
 
图9.2  启动
 
图9.3  关键点波形

9. 移相全桥 同步整流（续）

进一步考虑，145A的电流，对变压器和电感的线圈绕线、散热、结构等，是个不小的考验，应当考虑倍流整流，或者采用原边串联副边并联的方式。

 
图9.4  原理图
 
图9.5  启动

图9.6  移相全桥的占空比丢失现象

10. 有限双极性ZVS全桥

关于这种拓扑的控制方法介绍，可参考Intersil的ISL6752/54系列的应用笔记及数据手册，同为软开关拓扑，与移相全桥不同的是，有限双极性全桥的两个桥臂上管固定50%的占空比，下管则是PWM脉宽调制，进而调节输出电压。从驱动控制上看，有限双极性的控制方式，更像是移相控制与普通PWM方式控制的结合。
用3843实现，我们可以从前面的硬开关控制全桥和移相控制全桥找一些灵感。

采用一个D触发器，二分频处理，产生一组50%占空比的方波，控制全桥的两个上管，用两个与门芯片，产生两路对称输出的PWM信号（注意死区问题），驱动两个下管。

举一例：
Vin：200～420V
Vo：13.8V
IO：110A

功率级电路的设计方法与移相全桥几乎一样。
 
图10.1原理图
 
图10.2 启动
 
图10.3  驱动波形
 
图10.4  开关管电流波形以及谐振电感电流波形

补充用法
A。  UC3843做多相交错

根据UC3843的数据手册，RT/CT引脚可通过外部信号进行同步控制，基于该原理，我们可以将UC3843拓展到多相交错并联应用。
 
图A1 外部时钟同步信号

以两相交错并联Buck为例（当然，1楼列举的例子同样可实现多相交错），如图A1所示，在外部同步信号的作用下，UC3843的PWM信号与外部时钟信号是同步的，如果用两个错相180度的外部时钟信号分别控制两片UC3843，便实现了交错控制（同理，三相，四相...n相，分别让外部时钟信号错相360°/n即可）。这里我们用D触发器通过分频的方式，产生两路错相180°的外部时钟信号：
  
图A2  利用D触发器产生错相180°的同步信号

应用于电路，举一例：
Vin：12V
Vo：5V
Io：16A

两相交错并联，通常采用峰值电流模式或者平均电流模式，共享电压外环，电流内环独立，原理上就实现了自动均流，以UC3843为例：
 
图A3  UC3843实现两相交错Buck
 
图A4 启动波形
 
图A5  驱动信号错相
 
图A6  电感电流错相