|
NCP1653 是一款设计成连续导通型(CCM)的功率因数校正用升压式的PFC 控制电路，它可以工作在跟随升压或固定输出电压两种模式，工作频率固定于100kHz，有效地减少了升压电感的体积，减小了功率MOSFET的电流应力，从而降低了成本，采用DIP-8 及SO-8封装，它的外围元器件数量很少，且极大地简化了CCM 型的PFC 的操作，它还集成了高可靠的保护功能。 NCP1653 典型应用简图如图1 所示，其原理方框图如图2所示，其引脚功能如下。  图1 NCP1653 的典型应用电路  图2 NCP1653PFC 控制器的内部等效电路 脚1（FB/SD）反馈及关断国该端子接受反馈电流IFB，它正比于PFC 电路的输出电压，该电流大小用于输出电压调节，输出过压保护（OVP）及输出欠压保护。 脚2（Vcontrol）控制电压/软起动国该端电压直接控制输入阻抗，亦即电路的功率因数，该端接一外接电容以限制Vcontrol 带宽，典型值为20Hz以下，以便实现单位功率因数。在Vcontrol=0 时，器件无输出。因此，Vcontrol也用做软起动。 脚3（In）输入电压控制国该端流入一个由输入电压给出的电流Ivac，它正比于输入电压的均方根值Vac，电流Ivac 还用于过功率限制（OPL）及PFC的占空比调制，当乘积IsIvac达到3nA2过功率保护阈值时，OPL 激活，并使占空比减少，用降低Vcontrol的方式直接减少输入功率。 脚4（CS）输入电流检测国该端给出一个电流Is，它正比于电感电流IL，检测电流Is 用于过流保护（OCL），过功率限制（OPL）以及占空比调制，当Is达到200 μA 以上时，OPL 即开始工作并禁止输出。 脚（5）（VM ）乘法器电压国该端提供一个电压VM用于PFC 的占空比调制，PFC输入电路的输入阻抗正比于外接于此端的电阻RM，器件工作在平均电流型时要在此处外接一个电容CM，否则，将工作在峰值电流型。 脚6（GND）公共端国地端。 脚7（Drv）驱动输出国该端给出调制脉冲，驱动外接的功率MOSFET。 脚8（Vcc）电源电压国它给器件提供工作电压，工作范围为8.75~18V，UVLO阈值为13.75V。 2 NCP1653 的工作原理 2.1 CCM式PFC 升压 一个CCM升压变换器如图3 所示，输入电压由50Hz 或60Hz正弦信号整流得来，MOSFET 在102kHz频率下开关，所以电感电流IL 由高频及低频两部分组成。  图3 CCM PFC 的升压电路PFC 的方法论证 滤波电容Cfiltor 是一个小容量的电容，这也是为了减小高频电感的电流IL，该滤波电容不能太大，否则会引起输入电压畸变而影响功率因数。 NCP1653 使用一个预先设置的PFC 方式特别设计成CCM方式工作。PFC 的工作原理论证如下。如图4所示，电感电流IL在开关周期T中，充电部分t1和放电部分t2，电压变换比为  图4 CCM 中的电感电流 输入滤波电容Cfiltor 及前端EMI 滤波吸收电感电流的高频部分，它使输入电流Iin成为低频的电感电流。 使电感电流IL 的带宽成为50 Hz 或60 Hz 带宽。 从式（1）和式（2），得到输入阻抗Zin为 当输入阻抗Zin 恒定或在50~60 Hz 的带宽内缓慢变化时，则功率因数被校正。 PFC 占空比调制及时序图如图5 所示，其中MOSFET 在t1时刻导通，此为基准电压Vret 与斜波电压Vramp交叉点。 充电电流Ich 专门设计于式（5），乘法器电压VM表达式见式（6）。  从式（3）~式（6），输入阻抗Zin由式（7）给出 由于Vref 和Vout 随时间变化大致上是恒定的，乘法器电压Vm设计成正比于IL-50。这样对PFC 可以有一个恒定的Zin，如图6 所示。 由图5 的时序图可以看出，电感电流的开关频率纹波组成了初始的Vm，占空比可以因这个纹波准确的产生，这种调制称作峰值电流型。这样，一个外部电容Cm接到乘法器电压Vm端（脚5），专门用于旁路Vm 的高频含量，这种调制就变成了所谓的平均电流型，它有更好的精度。  图5 PFC 的时间顺序图  图6 乘法器电压与时间图 乘法器电压Vm由式（8）给出，即 输入电压的电流Irac 正比于输入电压的有效值Vac，如式（9）所列。后缀ac描述有效值，它为50 Hz或60 Hz带宽。乘法器电阻RM是外接电阻，接于乘法器电压有效值M端（脚5），它是恒定的。 由于电流Is 正比于电感电流IL，式（10）所表示，IL由高频成分（取决于di/dt或电感L）及低频率分量（为IL-50）组成。  控制电流Icontral 是一个基本恒定的电流，它来自PFC 的输出电压Vout，这是一个缓慢变化的信号。Icontrol的带宽可用加一个外接电容Ccontrol来限制，Ccontrol接到Vcontrol 端（脚2），如图7 所示。推荐限定带宽（fcontrol）典型值为20 Hz，以实现PFC 的目标，Ccontrol的典型值为0.1~0.33μF，其表达式为  图7 VCONTROL的低通滤波 从式（7）~式（10），可得输入阻抗Zin为 乘法器电容CM 是滤掉乘法器电压VM 中高频成分的一个滤波器。高频成分来自电感电流IL，换句话说，滤波电容Cfilter同样移取了电感电流IL的高频分量，如果电容CM及Cfilter 彼此互相匹配。则IL变成IL-50，输入阻抗Zin 就近似恒定在50~60Hz 的带宽内，因此功率因数被校正。 实际上，差模电感在EMI的前端滤波器改善了电容Cfilter的滤波性能。因此乘法器电容CM通常用一个大容值电容。 输入及输出功率（Pin 和Pout）由式（13）给出，此时，电路效率η为假设值，Vac为输入电压的RMS值。 又因为Pout=ηPin 因此，Pout也正比于IcontrolVac Vout。 2.2 跟随型升压 NCP1653 可以实现恒定型电压输出，也可以实现跟随型电压输出。跟随型电压输出可有效地减小PFC 电感的体积，降低对功率MOSFET 的要求。用这种技术，输出电压不必设定在不变的电平，可根据输入电压和负载决定，容许较低的输出电压，可降低电感及功率MOSFET的成本。在宽输入电压范围（如AC 90~264V）应用场合，当输入电压较低时，这种方式可减少功率MOSFET的导通时间，从而减少PFC 电路的功耗，降低EMI 的影响。 当Icontrol 恒定时，NCP1653 工作在跟随型升压方式。在式（13）中，如果Icontrol是恒定的，对于恒定负载或功率，变换器的输出电压正比于输入电压Vac 的有效值，它意味着在输入电压Vac的有效值低时，输出电压Vout也比较低。另一方面，在负载变重或功率变高时，输出电压Vout也变低，如图8所示。  图8 PFC的跟随升压特性 PFC 的输出电压Vout 的检测是作为反馈电流IFB流入器件的FB 端的。由于FB 端电压VFB 是远远小于Vout，它通常可以忽略。 式中：RFB是一个接在FB端和Vout 的反馈电阻，如图2所示。 这样反馈电流IFB代表着输出电压Vout，用来调节输出电压，并实现过压保护及欠压保护。反馈电流IFB 与输出电压Vout的关系，如图9 的调整曲线所示。图9 中，基准电流Iref的典型值为200 μA，Icontrol=Vcontrol/R1，关系如图7 所示。图9 中三个线性区域为 （1）IFB<96%Iref； （2）96%Iref<IFB<Iref； （3）IFB>Iref。 现分别讨论如下。 2.2.1 区域（1）IFB<96%Iref 当IFB小于Iref的96%时，NCP1653 工作在跟随升压模式，调节输出Vref在最大值。Vcontral也变为最大值Vcontrol=Vcontr（ol max)，它是一个常数。式(13)变成式（15）。 输出电压Vout调整在某一特定值。它与输入电压Vac 有效值的实际值及输出功率Pout 相对应。但是这个输出电压不是恒定的，它取决于Vac 与Pout的不同数值。跟随型升压式工作区域图如图10 所示。  图10 跟随升压区域 2.2.2 区域（2）96%Iref<IFB<Iref 当IFB 在96%~100%的Iref 之间时，NCP1653 工作在恒定输出电压状态，它很像跟随型的特性，但只有很窄的输出电压范围。调节的输出Vreg随着IFB减少，从96%Iref到100% Iref。它给出线性调节Vcontrol的关系如式（16）所列。 解式（13）及式（16），得 根据式（17），输出电压Vout在输出小功率时变成RFBIref，它是工作在此区域中Vout 的最大值。因此它可以包括在输出功率减少时，输出电压增加，它很像跟随特性式(15)。另一方面在式（17）中，输出电压Vout 在输入电压Vac 有效值非常高时也变为RFBIref，它也是这个区域的Vout的最大值。因此，它还可以在输入电压有效值升高时，输出电压也升高的状态。它很像另一种跟随升压特性，这个特性由图11 说明。 图11 恒压输出区域 2.2.3 区域（3）IFB>Iref 当IFB大于Iref时，NCP1653输出的占空比为0。Vcontrol 也变为0 V。调节的输出Vreg 也变为0 V，乘法器电压VM变成其最大值，且在t1时刻通常为0。然后Vout减少到它的最小值Vin。 2.2.4 工作条件 NCP1653 电路工作在下列条件之一。 （1）恒定的输出电压，输出电压调节在RFBIref的96%~100%，输出电压由式（16）给出，它很像先前的跟随升压。 （2）跟随升压型，输出电压调节在RFBIref 的96%及Vcontrol=Vcontrol(max)=Iref/2=100μA。输出电压由式（15）给出。 2.3 输入电压和电流的检测 输入电压的检测如图12所示。NCP1653 内部的电流镜偏置电压为4 V。可由式（9）来计算Ivac，外接电容Cvac 用于保持In 端（脚3）的电压。这里Ivac 电流表征了Vac 的值，并将用于过功率限制及PFC 占空比的调制。 图12 输入电压检测 In 端内部接了一只9V的ESD 齐纳二极管，Rvac的推荐值至少为938kΩ，可以使瞬时输入电压到400V，如式（18）所列。 电感电流的检测方法如图13 所示。Rcs 及Rs的选择由式（10）决定。Is 表征了电感电流IL 在NCP1653 中用于产生乘法器的输出电压VM，进行PFC占空比调制，过功率限制及过流保护。传感电阻Rs还起到了限制开机冲击电流的作用。 图13 电流检测 2.4 NCP1653 的保护功能 2.4.1 软起动 在Vcontr（ol 脚2）电压为0 时，器件无输出，接在此处一个电容Ccontrol就可以实现软起动功能。 2.4.2 过压保护（OVP） 当反馈电流IFB 高过基准电流Iref 的107%时，器件的驱动输出变为低电平。电路在反馈电流重新变低时，自动地恢复工作。 最大OVP 阈值限制在230 μA，对应最大的230μA×1.92MΩ=444V。因此，通常推荐用450V的输出电容。 2.4.3 欠压保护（UVP） 当反馈电流IFB 少于基准电流8%Iref 时，器件关闭。此时器件消耗的电流少于50μA，在输出电压超过正常调整水平12%时，器件自动地恢复工作。升压式变换器在正常条件下，输出电压Vout 总是大于输入电压Vin 的。因此，反馈电流也总是大于使NCP1653 正常工作值的8%~12%。其工作特性如图14 所示。 图14 欠压保护 2.4.4 过流保护（OCP） 过流保护在Is 大于Is(ocp（) 200 μA）时发生。CS端（脚4）的失调电压典型为10 mV，计算时可以忽略。这样最大电感电流阈值IL(ocp)由式（19）得到 当达到此过流保护阈值时，器件的驱动输出Drv 端（脚7）为低电平。当电感电流降至阈值以下，器件自动地恢复工作。 2.4.5 过功率限制（OPL） 检测电流Is 表示着电感电流IL，因而表示了近似的输入电流，输入电流Ivac 代表输入电压有效值Vac，因而也代表输入电压，它们的乘积（IsIvac）表示近似的输入功率（ILVac）。 当乘积（IsIvac）大于容许的水平3nA2，则图5所示的调节器的输出电压Vref被拉到0 V，它使Vcontrol间接也达到0 V，而Vm则达到最大值。它产生最小占空比或没有占空比，此时，输入功率被限制住，如图15所示。 图15 过功率限制OPL 2.4.6 Vcc欠压锁定 器件典型开始工作的电压为超过13.25V，而在Vcc低于8.7V以下时关断，一个18V内部ESD齐纳二极管接到Vcc 端（脚8）以防止超过规定值，起动以后，工作范围在8.7~18V之间。 3 NCP1653 的应用 由NCP1653实现的300 W恒定输出电压的PFC电路如图16所示。 图16 300 W恒定输出电压的PFC 电路 图16电路的输出功率为300 W，输入电压适用范围：AC 90~265 V，输出电压385 V，开关频率100 kHz。 输入电压AC 90 V时，相关波形如图17所示。 Vac=90V,Pin=326.5W,Vout=365V, Iout=822mA,PF=0.999,THD=4% 图17 AC 90 V 输入时袁电路的相关波形 输入电压AC 220 V时，相关波形如图18所示。 Vac=220V,Pin=325W,Vout=384V, Iout=8142mA,PF=0.989,THD=8% 图18 AC 220 V 输入时袁电路的相关波形 4 结语 最新推出的固定工作频率连续电流型PFC 控制器NCP1653，为PFC 电路提供了性能优良、保护齐全的控制功能。而它的跟随型升压方式，为宽输入电压范围在不同输入电压条件下的电路优化，提供了保证。 |
|
|
