在2003年的暑假期间，本人通过仔细设计、制作与调试，成功地做成了一款全对称式OCL-DC超甲类功率放大电路。到2003年为止，本人专修功放已有4年了，在这期间一边修理功放，一边收集国产名牌功放的资料，做了很多笔记，也对一些功放电路做了很多的调试和测试工作，通过接触国内外一些电路简洁的名牌功放，感到做好电路简洁的功放仍要有扎实的电子技术知识和制作技术。当时有相当多的国内外功放机的电路非常简洁，但功放机的确做得很好。下图(第一图)则是自己做成的功放的电路图：
该功放仍采用当时非常流行的全对称式电路。以现在的观点来看，此电路新颖的地方不多,但做这款电路时，却参考了数款功放的电路(主要是揣摩这些功放电路的一些细节问题)。本人做这款电路的目的，主要是用于研究和验证一些困扰自己多年的问题，为以后打磨或制作电路复杂的功放打下扎实的基础。从图(第一图)看出，该功放只能算是准直流功放，因为该电路去掉了落地反馈电容(如用这个电容，这个电容应与图中的电阻R23串联并去掉电阻R22，但功放只能叫做交流功放)，但没有去掉输入耦合电容(图中的电容C2和C3)。这款电路全用了双极型三极管，是因为本人手上的这种三极管很多，有选择的余地，并非本人不爱用场效应管，电路仍采用传统的电路，一是为了教学的需要(本人是学校兴趣小组的指导教师，电路不能做得太复杂)，二是本人相信自己能做好电路简洁的功放。整部功放的电子元器件，只有二极管和三极管是日本的产品，电阻、电容及其他元器件全是国内大厂的优质产品。
下面介绍电路特点：三极管VT2、VT3、VT5、VT6及其周边元件共同组成互补对称的差分输入放大级。本电路输入级放大电路与其相似的直流功放电路是有所不同的(请看第二图)。本电路中靠近输入端的三极管VT2和VT5的直流偏置电路是分开设置的，而且还加强了发射极恒流源电路的设计和调试，这就是本电路的第一个特点。那么为什么要这样做呢？
大家请看第二图：该图是各种书籍介绍最多的直流功放电路图。图中三极管VT2、VT5共同的基极偏置电阻是R2，而三极管VT3、VT6共同的基极偏置电阻是并联的电阻R19和R20，这两对差分的基极偏置电阻严重失衡，图中虽然VT3和VT6的工作电流(Ic)是相等的，VT2和VT5的工作电流(Ic)也是相等的，但VT2和VT3(还有VT5和VT6)的工作电流(Ic)则不是相等的(本人对一些功放的实验与测试结果也如此)。这种失衡不仅对电路的稳定性有较大影响，而且对电路的整体性能也是有较大的负面影响的。实践证明：用差分对管做输入级的分立元件直流耦合电路，只有差分对管的工作状态保持一致，电路才有最好的稳定性(零点漂移小)，电路才有好的性能指标。所以在用分立元件做功放电路时，一定要保持差分输入管的工作状态相同(那怕做这种对称结构的功放电路，也要如些)。我国设计高保真功放电路的严谨程度远不如一些欧美国家，于是所做出的功放质次价低，这个道理怕是大家都知道。
第一图中这种分开设置VT2和VT5的直流偏置电路的方法，可以强制让两对差分输入管的集电极工作电流相等。为了利于调整输入级的工作电流，电路还三极管VT3和VT6的基极并联后串接了一只共同的基极偏电阻R22(这只电阻的阻值比R23大1倍即可),这只电阻还可以降低大环路负反馈的程度，那么中点伺服电路只能接在图中的O点和M点之间。另外，关于输入级电路的方面，这里还有两个问题要说明：
关于差分管发射极恒流源电路问题。此处的恒流源电路必须无条件的足够稳定，还要有很强的抗干扰能力。本电路中两处的恒流源电路(三极管VT1、VT6及其周边元件组成)中，都由两只稳压二极管串联后(图中的VD3和VD4、VD5和VD6)给三极管的基极提供基准电压,每处串联的两只二极管的温度系数为一正一负，串联后总的温度系数略微偏负，但非常接近零，串联的两只二极管上还并联有电容器(此处的电容器容量不必太大，因为稳压二极管两端的交流阻抗本来就很小)，进一步过滤50Hz的脉动交流成分和市电中混入整流电路的高频噪声，之后再进行一次RC滤波(图中的C6和R7、C7和R11)。
本电路的主电压放大级的电路结构便是第二个特点：三极管VT7和VT9的集电极对地都接上一只电阻(图中的电阻R27和R28),还在VT7的集电极对地接上RC串联电路(图中的R26和C11)。那么这此元件起什么作用呢？
这里的R27和R28分别使VT7和VT9的集电极负载电阻变小了。主电压放大级的三极管的集电极负载一般都是共集电极电路(图中三极管VT10和VT11及周边元件组成，共集电极电路又叫射极跟随器)，射极跟随器的输入阻抗非常高，这样才与共发射极电路的高输出阻抗相匹配，主电压放大级的电压放大倍数很大，两只三极管(VT7和VT9)的集电极上电压摆幅很大，这样三极管的密勒电容的影响很大，使得主电压放大级的高频响应变差，为了使电路不产生自激，于是通常在VT7(或VT9)的集电极与基极间加一只10p到60p的滞后补偿电容，这种做法是现在高保真功放电路所不允许的。这种做法的不足之处在很多书报上有论述，这里不在多言。
这里的R27、R28用在这里，显然降低了VT7和VT9的这一级主电压放大级的电压放大倍数，使整个电路的开环电压放大倍数有较大幅度降低(这是很有益的，大家可查阅有关书刊)，也降低了三极管的密勒电容的影响，电路开环下的高频响应有所改善。而R26、C11等元件用在这里，则是为了避免使用滞后补偿电容，既降低了开环条件下的高频增益，也可以滞后高频的相位，同样能使电路不自激，但这种做法比在VT7(或VT9)的集电极与基极间加一只滞后补偿电容的效果要好得多。为什么呢？现代电子技术和音响技术的研究也证明了这一点，本人为此也做实验验证了这个问题：在三极管的集电极与基极间加一只滞后补偿电容，对电路的负面影响都很大(因为它是通过负反馈来降低高频增益并滞后高频相位的、还大大降低了功放电路的转换速率)，这只滞后补偿电容那怕只有10p到20p，对4kHz的频率就开始产生了负面影响了(有很多功放连中频声音信号的重放效果都差就是这个道理)，但人们发现功放电路工作时产生自激的频率还是偏高的(例如15kHz以上，这里只是打个比方)，为了解决这个问题，于是在本电路中R26和C11接在VT7的集电极上(这里的RC电路的转折频率是很高的)，同样能够降低高频增益并滞后高频相位，但它不是通过负反馈作用而达到这个目的的(大家可以仔细阅读电子技术书籍)，而且影响的频率很高(例如15kHz以上，这里同样也只是打个比方)，电路也仍有很高的转换速率，于是国内外有很多功放就是这样做的(国产天逸AD-66/A/H、天逸AD-89等功放，国外这样做的功放例子更多)。这样做的好处是功放电路至少在低频和中高频的范围内的重放效果很好(例如14kHz以下的音频信号)。
本电路还有两点要向大家讲清楚的：
第一点: R26和C11的串联电路虽然接在VT7的集电极上，但因为C15的存在，R26和C11的串联电路也如同接在VT9的集电极上。所以这里只要在VT7和VT9中的任一只管子的集电极上接上R26和C11串联电路就可以了。
第二点：电路中VT7和VT9的集电极之间还接了只电容(图中的C15、只有0.1u),它能使VT7和VT9的集电极之间的高频交流电位相等，同时加快电流推动管VT10和VT11的发射结的充放电速度(也算是起到一点超前补偿作用，这是有益的)，但这个电容也不要用得太大(不是越大越好、本人这里的说法可能与大家的想法完全相反)，在高保真电路中，如果电流推动放大级的静态工作电流很高(指VT10和VT11的Ic在30mA以上)，那么电流推动管的发射结因处于比较高的正向导通状态，其结电容对高频的影响小，这里的C15还可用得更小，这样电路的瞬态响应会更好(既转换速率高)。一句话，如果VT10和VT11的静态工作电流大，C15这个电容的容量反而可以更小(例如6800p),当C15的容量太多(使如1u以上、通常这个电容最大也只用到1u、国外有关书籍把这点讲得很清楚)，它两端的电压不能突变(这是电容器的特点、因为电容器充放电的原因)，会影响电路的转换速率。
本电路的第三个特点：输出级用上了超甲类输出电路，这种超甲类输出电路，在国内只有少数几种高保真功放在使用(因为专利权的问题)。这种输出电路虽然多用了几只电阻器和开关二极管，但对音质的改善确是相当大的，可以说是有质的变化。大家知道：甲乙类功放的输出级能产生特有的交越失真和开关失真，这种失真对功放的音质是有很大的影响的。虽然如此，但厂家仍以制作甲乙类功放为主(甲类功放有诸多制作上的问题)，并想方设法降低交越失真和开关失真，其中本文介绍的互补超甲类输出就是一个很好的方法。交越失真是由于三极管的发射结输入特性曲线的起始部分的非线性所引起的(既使甲乙类功放的输出管加有一定量的偏流也仍然存在交越失真，因为这类功放输出管总是在截止和导通之间转换，输出管在导通时总要经过发射结起始部分的非线性区域)。开关失真则是由于输出管由截止和导通相互转换时，载流子的积聚效应所引起的(尤其是输出管由截止转向导通时，载流子的积聚效应特别明显)。这两种失真都产生大量无规律的高次尖锋谐波，让人听起来很不舒服，感到声音发“涩”。
在开关过程中，当发射结的PN结由截止转向导通时，聚积在发射结附近的大量载流子运动到集电结的PN结并越过这个PN结，这个过程是需要时间的，也正是这个原因，使得三极管的开关速率比二极管的开关速率慢2个数量级，同样也正是这个原因，聚积在发射结附近的大量载流子运动到集电结的PN结并越过这个PN结的过程中产在大量的无规律的高次尖锋谐波。
还有一点问题在国外的一些书刊中讲得很清楚，但在国内的一些书刊中总是一笔带过，讲得含糊不清，就是输出管的发射极发射结的PN结的结电容对电路性能的影响(主要影响高频信号)。甲乙类功放的输出管的发射结的PN结在由截止和导通相互转换时，这个PN结的结电容也在大幅变化(注意这里的用词)。这里可以说细说明这一点：发射结的PN结在深度截止时，这个结的结电容的容量可以高达600p到1000p，但是发射结的PN结一旦正向导通后，这个PN结的结电容的容量急速的降低(二极管PN结正向导通的程度越大，这个PN结的结电容的容量越小)，可以降低到不到100p(可以低到只有30p)，这个结电容的容量不断地交替变化对高音的“伤害”是很大的(大家可以查阅一些书刊,这里不再多言)。
本电路使用的简单超甲类输出电路，比起传统的甲乙类输出，其优势是非常明显的。这种简单的超甲类输出电路仍不能彻底消除交越失真，但大幅度地降低了开关失真。
用两只开关二极管(图中的二极管VD8和VD9)分别代替了输出管发射极发射结的PN结，显然两只开关二极管仍就在交替截止和导通，但输出管因有一定的偏流而始终在导通状态，这样输出管不再产生开关失真(电路仅有的一点开关失真是由于开关二极管的开与关而引起，但这种状态的开关失真很小)，同样也是因为输出管一直处于导通状态，其发射极发射结的PN结的结电容变化幅度变化很小，这样使高音重放的效果有较好的改善(虽然开关二极管的PN结仍在交替截止和导通时，但PN结的结电容的容量变化幅度是很小的)，此外这种简单超甲类输出电路的交越失真也有所降低。
至于电路其他方面的特点：还有就是要降低电源电路通过中高频信号时的内阻。很多功放的供电电路，一般都是用大水塘电容(10000u以上)电容滤波外，然后在每级放大电路的电源正负端对地接上几只0.1uF的小电容就算完事了，本电路则改为在每级放大电路的电源正负端对地接上一大一小两只电容(尽管大水塘电容离某一级放大电路很近)。大水塘电容可以有效降低低频强信号的内阻，而0.1uF小电容有效降低高频信号的内阻，所以还要在每级放大电路的电源正负端对地接上一大一小两只电容，这样可以有效有效降低中频信号的内阻，所以这些电容都用得不太(47u或100u)。
本人做出的这款功放在众多发烧友中试听过，音箱先后用过惠威PS8A和美之声监听一号音箱与这款功放配接使用过，效果确实非凡，其品质不会低于上世纪末国内流行那几款1300元到2700元之间的纯Hi-Fi功放。
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