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一、数字电源的优缺点：
数字电是以MCU或DSP为核心控制器的电源，本方案是采用STM8S003F3P6为核心，输入10~14V，输出恒流0.7A限压37V的boost拓扑车载30瓦LED驱动电源，效率达到90%。
数字电源的优点：成本低，可移植性强，可扩展性强。
成本低：本方案采用的是STM8S003F3P6为控制器，STM8S003F3P6是ST公司生产的8位单片机，具有10位5路ADC，3个定时器，集成UART,I2C,SPI协议，最高频率16MHz。价格在1.2元左右，比一般的模拟控制器还要便宜。
可移植性强：编写的功能代码可以以函数库的形式封装，方便自己和别人调用。一次编写，终生调用。
可扩展性强：由于MCU有很多IO口，可以方便的接入保护、通信、显示、特殊要求等功能。
扩展保护功能：假如想加入一个风扇控制器，模拟电源需要使用NTC热敏电阻，外加运放滞回比较器。而数字电源仅仅需要外加一个热敏电阻即可，通过ADC采样，用查表法来判断温度，滞回合一通过程序代码来实现，而且具有精度高的特点
扩展通信功能：由于单片机内置有UART,I2C,SPI协议，可以通过引出IO口，来实现数控功能。例如电压电流信号输出、上位机控制等等。
扩展显示功能：可以方便的外置数码管、LED、LCD等显示设备。
扩展特殊要求功能：有些电源需要特殊的要求，例如铅蓄电池的充电，要有恒流、恒压、涓流三个阶段。如果采用运放进行控制，硬件电路会很麻烦。如果采用数字电源，再添加入几行代码即可完成特殊的要求。
数字电源的缺点：精度低、抗干扰能力弱。
精度低：输出电压、电流的精度主要取决于ADC采样精度和PWM步进的精度。ADC采样精度一般都不是问题，10bit的ADC就可以达到3.3mV的精度。PWM的精度主要受到时钟频率和开关频率的影响。PWM精度=1/(时钟频率/开关频率)。比如本方案采用的失踪好难过频率=16MHz，开关频率=100kHz。那么PWM精度=1/(16M/100k)=1/160。也就是PWM只能在0~160之间的整数调节。这个PWM精度问题可以通过抖频来解决，但是抖频会产生较大的电压纹波。
抗干扰能力弱：开关电源产生的电磁干扰较强，可能会影响MCU，导致死机。这个问题可以通过优化PCB布线，加入屏蔽等方式来解决。 二、参数计算
输入电压：10~14V
恒流电流：0.7A （留余量，保证适应大多数LED，取1A）
限压电压：38V （留余量，保证适应大多数LED，取40V）
其余已知参数如下图：
电感计算：
电感选取37uH，5.2A；线径使用RMS=4.14A计算。
输出电容计算：
忽略ESR，电容量需要38uF。
忽略电容量，ESR需要39mR，根据ESR与C的一般关系，C取1670uF。
电容允许RMS电流要大于1.8A。
实际综合上述情况采用50V，1000uF电解电容。
其他参数计算：
 三、原理图、PCB、实物图
原理图：
PCB:
实物图：
 四、基本软件代码
基本流程图：
ADC采样：
初始化ADC：
采集电压平均值：
采集电流平均值：
定时器初始化：
设置占空比：
串口初始化：
串口调试发送：
5．1 PID基本思路：
PID算法有模拟型和数字型：
模拟型主要是有RC网络构成的PID调节器，就是环路补偿在VFB和COMP接入的RC网络。
数字型就是模拟型的离散化形式，积分用加法代替，微分用减法代替而成的。
数字型PID分为有位置型和增量型：
位置型：
增量型：
书上说位置型要比增量型运算量大，但是实际上位置型和增量型的复杂程度是一样的。增量型也不比位置型运算简便很多。
本方案中的采用增量型PID算法。
由于PID算法存在一些问题，例如积分会饱和，微分作用时间短，输出会溢出等缺点，本PID采用的改进型的PID算法，主要有变速积分、积分分离、PWM死区、PWM限幅。
变速积分：变速积分指的是在积分项比较小的时候积分快一些，积分项比较大的时候积分慢一些。有助于防止饱和。
积分分离：其实也是变速积分的一种，在积分项大于一定值时候，停止积分的作用
PWM死区：设定一个不灵敏区域，就是输出的精度。死区越大，精度越低，但是系统越稳定。死区越小，精度越高，但系统月容易震荡。
PWM限幅：即限制PWM输出的极大值，防止占空比达到过高。
另外，PID的参数采用浮点型，主要是为了减小误差，如果采用整型的话，小数点约去误差较大，尤其是积分环节。 5．2 变速积分：
传统的积分容易发生饱和，进而产生震荡，尤其是当积分量比较大的时候。变速积分法的基本思想是在偏差较大时积分慢一些，而在偏差较小时积分快一些，以尽快消除静差。
下图书使用matlab显示变速积分的函数。图中直线是y=x，没有使用变速积分。图中曲线是使用变速积分之后输出与输入的关系。
5．3 恒压精度
由于数字电路中，PWM是由定时器产生的，系统有一个时钟频率16MHz，当开关频率为100kHz的时候，PWM就一共有160格，也就是PWM的步进为1/160。
模拟电路中就不存在这个问题，模拟电路中的PWM可以任意的步进。
当pwm数值+1，输出电压就会增加一定的量。占空比越大，增加一格占空比导致输出电压的增加就越大。这个主要用来设定精度，也就是PID死区。
下图是采用matlab计算恒压精度的代码：
当Vin=10V，图如下：
当Vin=13V，图如下：
可见这个PWM恒压精度比较低，尤其是占空比较大的时候。不过本方案是恒流驱动，对限压要求不高。
已知ADC电压采样精度=3.3/1024*21=0.068V(3.3为基准电压，1024为10位ADC2的10次方，21为分压电阻的比例)。
可见PWM造成的输出电压精度远大于电压采样造成的输出电压精度。设定PID死区时候，不能设置的过小，否则会一直不停的震荡。
增加这个精度有几种方法：
一是改变拓扑，例如BUCK拓扑，PWM在0-100%内，精度都是相同的，而boost和buck-boost在占空比较小时候，精度高，占空比较大时候，精度低。
二是增加PWM的分辨率，也就是增加MCU的主频，或者减小开关频率。 三是PWM占空比抖动。PWM在一个非常非常小的范围内增加或减小进行小幅震荡，有利于增加输出电压精度，但是缺点是引起输出纹波略微增大。（
举一个简单的例子，0.01精度的PWM，实现0.001精度的输出：假如要实现0.567的占空比，就可以第（1~7）*n周期输出0.57，第（8~10）*n周期输出0.56。这样总的来说就是0.567的占空比了。可是输出会叠加开关频率*10的低频纹波。）
5．4 限流精度：
由于LED的伏安特性不是线性的，所以有PWM引起的恒流精度vs PWM的图像不好画出。这里只计算由于ADC造成的恒流精度：
ADC最小输入电压=3.3/1024=3.3mV;3.3mV在采样电阻上的电流=33mA。也就是说恒流精度最多为33mA。由于PWM分辨率原因，实际的恒流精度达不到这个值，稍微比0.033A大一些。
但是因为PID中具有积分作用，当PWM抖动时候，就可以达到这个精度了。本方案实际上恒流精度是可以达到33mA的。
恒流采用限流方式，把过流转换为过压，送往PID进行处理。当检测到电流超过0.7A时候，把测量的电压值赋值超过设定值，转换为电压超标。进而实现限流。 5．5 PID整定：
网上的整定方法如下图：
参数的影响：
PID整定之前的准备：
首先调节恒压37V，限流0.7A。允许误差0.4V，接入LED：
输出电压和PWM数值通过串口发送出来，接收到之后，通过Excel表格画图，画出近似的波形。
PWM=160时候为占空比100%，设定PWM最大值为128，即80% 5．6 调节Kp
首先采样周期设置为最小。增大Kp，是环路震荡，再逐步减小Kp，直到不震荡为止。
环路震荡测试方法：
方法1：观察示波器的GS波形是否发抖。发抖则为震荡。
方法2：观察定时器PWM设置数值是否发生周期性的大幅变化。如果出现大幅变换，则震荡。如果小幅变化或者不变化，则基本稳定
由于调节Kp时候，存在稳态误差，输出电压可能达不到LED的开启电压，所以调节Kp时候，采用200欧姆电阻进行代替测试。
Kp=5，Ki=Kd=0；
输出电压为15V且存在稳态误差，环路震荡严重（GS波形有严重抖动），输出占空比在10~15之间跳变。
GS波形图：
PWM数值图：
经过不断调整，当Kp=0.5时候，震荡最小。这时候加入积分环节。 5．7 调节Ki
Ki的调节是在Kp的基础上，从小往大慢慢加，当达到正常输出，就OK 了。Ki不能太大，太大容易引起震荡。
经测试，Kp=0.5，Ki=0.01为最理想阶段。
PID参数：Kp=0.5，Ki=0.01，Kd=0；接入LED恒流阶段测试：
GS波形和恒流电流
输出PWM占空比数据：
输出PWM在103~105之间变动，这个是由于PID的积分作用，把误差进行累加产生的。 5．8 积分系数对PWM的影响：
如果增大积分系数，当积分系数过大，系统变得不稳定，震荡次数增多。
减小积分系数，启动速度会变慢。
以下是测试积分系数对PWM的影响。
积分系数过大效果：Kp=0.5，Ki=0.05，Kd=0；不稳定
积分系数过大效果：Kp=0.5，Ki=0.2，Kd=0；不稳定
积分系数过大效果：Kp=0.5，Ki=1，Kd=0；此时，由于积分作用过大，环路严重震荡。
积分系数过小效果：Kp=0.5，Ki=0.001，Kd=0，从开机到稳定的PWM数值。启动速度慢
5．9 比例系数进一步整定：
由于原先的Kp是在没有积分作用下整定的，驱动不了LED，在加入LED之后，需要重新整定Kp。
以下是接入LED之后，Kp测试数据，与不接入LED有所不同：
Kp=0.5；Ki=0.01；Kd=0；输出波动非常大。
Kp=0.1；Ki=0.01；Kd=0；输出波动5格。
Kp=0.05；Ki=0.01；Kd=0；输出波动2格。
Kp=0.01；Ki=0.01；Kd=0；输出波动1格。
由以上数据可见，减小Kp，可以增加系统的稳定性，输出波动变小，但是缺点是响应时间变慢。
Kd主要用来改善环路相应速度，但是缺点太多，暂且设置为0。
综合考虑，采用Kp=0.05；Ki=0.01；Kd=0；PWM输出波动2格。虽然这个波动会引起输出电压纹波的略微增大，但是它是积分作用的结果，有利于提恒流高精度至ADC采样精度。 六、波形与效率
效率：
GS波形：
DS波形：
电感两端波形：
二极管两端波形：
七、特殊的MOSFET驱动电路
由于单片机输出高低电平是0-3.3V，而MOSFET的驱动电压是0-10V，所以单片机到MOSFET需要一个驱动电路。
这个驱动电路不同于传统模拟芯片的MOSFET驱动，传统的MOSFET驱动电路一般都是图腾柱，但是MCU输出就不能直接接入图腾柱电路，需要一个特殊的驱动电路。
为什么不能直接采用图腾柱：因为图腾柱实际上是一个共集电极放大电路，只有电流放大能力，没有电压放大能力，输出电压略小于输入电压。如果输入高电平是3.3V，那么即使集电极的供电电压是12V，图腾柱的输出还是3.3V。这就是共集电极放大电路的特点。可是为什么模拟电源就可以使用图腾柱驱动呢？是因为模拟电源的控制器的输出本来就是10~20V的电压，通过图腾柱输出之后，还是10~20V。MCU则不同，MCU的输出是0~3.3V，如果采用图腾柱，那么输出还是在0~3.3V。
这里列出3个不同的驱动电路解决方案，各有千秋，各有所长。
方案1：
一个最简单的思路就是：“MCU输出->电平转换->图腾柱”。电路图如下图。
R2、Q1、R1构成共射极放大电路，作用是反相器。MCU输出首先通过Q1反相，如果MCU输入 3.3V高电平，则Q1饱和导通，Q1的集电极输出0.1V饱和导通压降。如果MCU输入0V低电平， Q1截止，Q1集电极是R1上拉为12V供电电压。这样一个反相器就实现了电平转换的功能，缺 点是反相的。后级一个图腾柱跟上去就OK了。优点是电路最简单。缺点是参数不好调试。
方案2：
为了解决上个电路反相和参数不好选择的缺点，本文使用的驱动电路是下图所示的电路。
当PWM输入3.3V高电平，Q2饱和导通，Q2集电极为0V，又导致Q3饱和导通，Q3集电极为Vcc=12V，通过D2、R5驱动MOSFET。当OWN输入低电平0V，Q2截止，Q3也截止，由于R4、R6的存在，使Q4导通，对MOSFET的G极进行放电。
下图是原理图和仿真的波形，可以点开大图查看。
方案3：
这个方案最复杂，但是性能最好，采用的是共发射极放大电路，饱和压降可以做到很小，甚至比图腾柱效果还要好。缺点就是元件数目多，输入输出反相，低电平有电流流过MCU。
R1(1)接入单片机PWM， R(2)2接入单片机供电电压3.3V， Q4(E)接入MOS驱动供电电压12V。
R2、R3阻值相同，对3.3V进行分压，Q2、Q3基极电压就是3.3/2V。
当PWM是3.3V高电平，Q3导通，Q3集电极电压=3.3V，导致Q1导通，Q1集电极电压=0V，对MOSFET进行放电。
当PWM是0V低电平，Q2导通，Q2集电极电压=0V，导致Q4导通，Q4集电极电压=12V，对MOSFET进行充电。
电路图和仿真结果如下图所示。
上三个图，各有优点和缺点，各有千秋。本方案采用的就是第二个图。
原理图和GS波形如下图所示：
本文转自21世纪电源网，作者forget。
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