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高频开关稳压电源由于具有效率高、体积小、重量轻等突出优点而得到了广泛应用。传统的开关电源控制电路普遍为电压型拓扑， 只有输出电压单闭控制环路， 系统响应慢， 线性调整率精度偏低。随着PWM 技术的飞速发展产生的电流型模式拓扑很快被大家认同和广泛应用。电流型控制系统是电压电流双闭环系统， 一个是检测输出电压的电压外环， 一个是检测开关管电流且具有逐周期限流功能的电流内环， 具有更好的电压调整率和负载调整率， 稳定性和动态特性也得到明显改善。UC3842是一款单电源供电， 带电流正向补偿， 单路调制输出的高性能固定频率电流型控制集成芯片。本设计采用UC3842 制作一款1 kW 铅酸电池充电器控制板用的辅助电源样机， 并对其进行工作环境下的测试。 1 UC3842 的工作原理 UC3842 内部组成框图如图1所示。其中： 1 脚是内部误差放大器的输出端， 通常此脚与2 脚之间接有反馈网络， 以确定误差放大器的增益和频响。2 脚是反馈电压输入端， 将取样电压加到误差放大器的反相输入端， 再与同相输入端的基准电压（ 一般为2.5 V） 进行比较， 产生误差电压。3 脚是电流检测输入端， 与取样电阻配合， 构成过流保护电路。当电源电压异常时， 功率开关管的电流增大， 当取样电阻上的电压超过1 V时， U C3842 就停止输出， 可以有效地保护功率开关管。4 脚外接锯齿波振荡器外部定时电阻与定时电容， 决定振荡频率。5 脚接地。6 脚是输出端， 此脚为图腾柱式输出， 能提供±1A 的峰值电流， 可驱动双极型功率开关管或MOSFET.7 脚接电源， 当供电电压低于16 V 时， UC3842 不工作， 此时耗电在1 mA 以下。输入电压可以通过一个大阻值电阻从高压降压获得。芯片工作后， 输入电压可在10~ 30 V 之间波动， 低于10V 则停止工作。工作时耗电约为15 mA.8 脚是基准电压输出， 可输出精确的5 V 基准电压， 电流可达50mA.由图1（ b） 可见， 它主要包括误差放大器、PWM 比较器、PWM 锁存器、振荡器、内部基准电源和欠压锁定等单元。U C3842 的电压调整率可达0.01% , 工作频率为500 kHz. 图1 UC3842 管脚图和内部结构图 2 反激变换器的设计 此次设计的反激变换器是从1 kW 充电器全桥开关电源初级侧高压直流部分取电作为输入电压。反激变换器预定技术指标如下。 输入电压： 240~ 380 V DC; 输出电压： 12 V DC; 输出电流： 2 A； 纹波电压： ±500 mV；输出功率： 25 W；效率： 85% ；开关频率： 65 kHz；占空比：小于40%。 如图2 所示， 电路由主电路、控制电路、启动电路和反馈电路4 部分组成。主电路采用单端反激式拓扑，它是升降压斩波电路演变后加隔离变压器构成的，该电路具有结构简单， 效率高， 输入电压范围宽等优点。工作模式选择在断续模式到临界模式之间。功率开关管选用N??MOSFET STP9NK70ZFP（ 700 V, 5 A）。次级整流二极管选用肖特基二极管SR540（ 40 V, 5 A） . 控制电路是整个开关电源的核心， 控制的好坏直接决定了电源整体性能。这个电路采用峰值电流型双环控制，即在电压闭环控制系统中加入峰值电流反馈控制。电路电流环控制采用UC3842 内部电流环，电压外环采用T L431 和光耦PC817 构成的外部误差放大器，误差电压直接送到UC3842 的1 脚。误差电压与电流比较器的同相输入端3 脚经采样电阻采集到初级侧电流进行比较，从而调节输出端脉冲宽度。2 脚接地。R4, C5 是UC3842 的定时元件， 决定UC3842 的工作频率，此设计中R4= 5.6 kΩ ，C5= 3300 pF.当UC3842 的1 脚电压低于1 V 时，输出端将关闭；当3 脚上的电压高于1 V 时，电流限幅电路将开始工作，UC3842 的输出脉冲中断。开关管上波形出现'打嗝'现象，从而可以实现过压、欠压、限流等保护功能。 反馈电路采用精密稳压源TL431 和线性光耦PC817 构成外部误差电压放大器。并将输出电压和初级侧隔离。如图2 所示， R11、R12 是精密稳压源的外接控制电阻， 决定输出电压的高低， 和T L431 一并组成外部误差放大器。当输出电压Vo 升高时， 取样电压VR 13 也随之升高， 设定电压大于基准电压（TL431 的基准电压为2.5 V） , 使TL431 内的误差放大器的输出电压升高， 致使片内驱动三极管的输出电压降低， 使输出电压Vo 下降， 最后V o 趋于稳定； 反之， 输出电压下降引起设定电压下降， 当输出电压低于设定电压时， 误差放大器的输出电压下降， 片内驱动三极管的输出电压升高， 最终使UC3842 的脚1 的补偿输入电流随之变化， 促使片内对PWM 比较器进行调节， 改变占空比， 达到稳压的目的。 从TL431 技术资料可知， 参考输入端的电流为2 μA, 为了避免此端电流影响分压比和避免噪声的影响， 通常取流过电阻R13 的电流为T L431 参考输入端电流的100 倍以上[ 6] , 所以： 这里选择R13= 10 k Ω，根据TL431 的特性可以计算R12: 其中， TL431 参考输入端电压Uref= 2.5 V。 TL431 的工作电流Ika 范围为1~ 150 mA, 当R9 的电流接近于零时， 必须保证I ka 至少为1 mA, 所以： 其中， 发光二极管的正向压降Uf= 1.2 V。 UC3842 的误差放大器输出电压摆幅0.8 V< Vo< 6 V, 三极管集射电流I c受发光二极管正向电流If 控制， 通过PC817 的Vce与I c关系曲线（ 图3） 可以确定PC817 二极管正向电流I f .由图3可知， 当PC817 二极管正向电流I f 在7 mA 左右时， 三极管的集射电流I c在7 mA 左右变化， 而且集射电压Vce 在很宽的范围内线性变化， 符合UC3842 的控制要求。 图3 PC817 集射极电压Vce与二极管正向电流If 的关系图 PC817 的电流传输比CTR= 0. 8~ 1. 6, 当I c= 7mA 时， 考虑最坏的情况， 取CT R= 0.8, 此时要求流过发光二极管最大电流： 所以： 其中， Uka为TL431 正常工作时的最低工作电压， Uka = 2.5 V.发光二极管能承受的最大电流为50 mA,TL431 最大电流为150 mA, 故取流过R9 的最大电流为50 mA。 R9 的取值要同时满足式（ 5） 和式（ 6） , 即162< R9< 949, 可以选用750Ω 。 4 基于MOS 管最大耐压值的反激变压器设计 由变换器预定技术指标可知变压器初级侧电压Vdcmin= 240 V, Vdcmax= 380 V, 预设效率η= 85%, 工作频率f = 65 kHz, 电源输出功率P out= 25 W。 变压器的输入功率：
根据面积乘积法来确定磁芯型号， 为了留有一定裕量， 选用锰锌铁氧体磁芯EE25/ 20, 电感量系数A L=1 750 nH/ N2 , 初始磁导率μi= 2 300, 有效截面积A e= 42. 2 mm2 . 因为所选的MOS 管的最大耐压值V MOSmax= 700 V.在150 V 裕量条件下所允许的最大反射电压：
最大占空比：
初级电流：
初级最大电感量：
其中， f 是开关频率， Hz. 初次级匝数比：
初级匝数：
其中， 磁感应强度Bw= 0?? 23 T ; 由于此变换器设计在断续工作模式k= 1（ 连续模式k= 0.5）。 磁芯气隙：
次级匝数：
辅助绕组匝数：
其中， Va 是辅助绕组电压， V . 为了减小变压器漏感， 采用夹心式绕法， 初级绕组分N p1 （ 78 T ） 和N p2 （ 78 T） 两部分绕制， 如图4 所示， Np1 绕在骨架最里层， 次级绕组N s绕在N p1和N p2之间， 辅助绕组绕Na 在最外层。 反激式开关电源设计小编在此先给大家价绍这么多，如果各位观看本文章的小伙伴们对此有着浓厚的兴趣，不妨可以学习学习我们推出的一系列课程，希望可以帮助到大家！~~ |
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