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前几篇讲述的音频功率放大器都是单电源供电，输出经由耦合电容“ 隔直通交”送给扬声器，属于OTL电路。这类电路的结构特点是，功率管与耦合电容连接点的直流电位约为电源的一半，扬声器没有直流偏压；这类电路的工作特点是，正半波时，电源经上半区功放管给负载提供能量；负半波时，下半区功放管导通，耦合电容充当电源，把存储的能量释放给扬声器。故大功率输出时，要求耦合电容的容量要足够大，否则就不能满足功率输出，波形削顶失真。
目前，音频功率放大器常采用“全对称式OCL功率放大电路”，该电路除了采用复合管、温度补偿等措施外，还把OCL电路里的差分输入、激励放大与功率放大三级电路都设计成互补对称。正半波时，上位功率管导通、下位功率管截止，系统由正电源给负载提供能量；负半波时，上位功率管截止、下位功率管导通，系统由负电源给负载提供能量。这样，就充分发挥了NPN型和PNP型功放管能够互补工作的优点，让信号从输入到输出均处于推挽放大之中，使电路获得很好的稳定性和保真度，电路图如图1所示。
图1 电路中各元器件作用和功能，如表1。
表1
通常为了降低成本，在音频功率放大器中，前置放大器与功放级使用同组电源，这样就会带来两个弊端：其一，大动态时，功放级的大电流使电源内阻的压降过大，电源电压降低，导致激励级的供电电压不足，动态范围明显变小，功放级获得的驱动电压不足，达不到应有的输出功率，因而大动态时推动大功率音箱就会显得力不从心；第二，大动态时，电源波动产生的干扰信号使激励级的输出信号幅度被调制，从而降低声音的清晰度。 为了克服大动态时工作的两个弊端，本电路在前置放大器与功放级的供电通路中串入二极管VD1、VD2隔离，这样就可以明显地改善大动态时的性能。隔离式供电的工作原理如下：当输出级的瞬间大动态信号电流使电源电压低落时，二极管VD1、VD2的反向截止，由于滤波电容C7、C8容量较大，短时间内能保证差动放大级的电压不至于跌落，待电容上的电压即将跌落时，输出级的瞬间电流峰值已过，电源电压即可恢复原值，可以立即向C7、C8及差动放大级供电。这样，在大动态时差动输入级和激励级的电源电压基本不受影响。
制作说明：差分输入级误差小于3%，越小越好（实际上1%也能挑到）。激励级上下半区对管也一样，电压放大级5%就可以了。选β值不是也大越好，100～150左右就可以了。另外，线性要好一些，曲线不会太陡。末级有点特殊，因为是电流输出级，一般要在 3A来选，误差5%最好。
一、直流测试（双电源±15.7V，加在差动输入级和激励级的电压为±15V） 1．差动输入级
2．激励级
3．功放级
二、直流分析 1．差动输入级 电路结构、参数对称。晶体管VT1、VT2组成的差动输入级，负责正半波信号的放大，经由VT5激励放大送给复合管，晶体管VT3、VT4组成的差动输入级，负责负半波信号的放大，经由VT6激励放大送给复合管。 由于是对称双电源供电，故电阻R2给VT1、VT3提供基极偏置。这时，VT1、VT2的发射极电位为负值，VT3、VT4的发射极电位为负值。差动输入级的静态电流由R11、R12及电源电压决定。 比如，前文所述测得R12压降约14.5V，电流为1.46 mA。由于VT1、VT2特性一致性较好，发射极电阻R5、R6的压降大致相等，故二者均分R12的电流。而VT3、VT4特性不一致，发射极电阻R7、R8的压降不相等，故二者的电流稍有差异。这时，若把R7减小为82Ω，则UR7减小，UEB3增大，基极、集电极相应增大，即可使VT3、VT4的静态电流趋于相等（增大R8也可实现之）。所以，R7、R8被称为差动放大器的平衡调节电阻。所以，R7、R8被称为差动放大器的平衡调节电阻。
读者可能会问：为什么要求差动管的静态电流基本相等呢？因为，差动放大器工作时，对管的电流“此消彼涨”，二者之和等于发射极“拖尾”电阻的电流，该电流基本恒定。因此，当差动对管均分该电流时，相对于静态时的基本电流值，差动对管的电流无论正向变化还是负向变化，其量值是相等的！这样，在集电极电阻上形成的变化量正负对称，经激励放大后，保证终端输出波形的上下对称。
承接上文，当VT1、VT2均分R12的电流时，则R3、R4的压降亦相等，即
UR3=UR4 而 UR3= R3*IR12/2=3K×0. 73mA=2.19V 提示：电阻R11、R12的电流就是差动输入级的静态电流！
2．激励级 由于R15与VT5发射结串联后与R3并联，所以R3的压降UR3，将对激励管VT5的静态电流产生决定性影响。由图1所示，可知
UR3=UR5 + UEB5 =R5*IR5 + UEB5 而UEB5是VT5的发射结压降，变化范围较小，硅管约为0.6V。因此，上式可表示为 UR3= R5*IR5+0.6V 比如，前文所述测得UR3=2.09V，则R15的电流IR15为 IR15=（UR3-0.6）V /R15=（2.09-0.6）V /300Ω≈4.97mA 该值与表1中实测R15压降，根据欧姆定律计算的4.92mA相差无几！
同理，R16电流的理论计算与此类似。。。
需要说明的是，本电路激励放大级的静态电流稍稍有点大，在输出功率不大时，2～3 mA即可。比如，就本电路来说，笔者把R15、R16更改为560Ω，实测它们的压降约为1.55V，则流过它们的电流约为2.77mA（=1.55V/560Ω）。
提示：电阻R15、R16的电流就是激励放大级的静态电流！ 3．Ube倍增电路 R17、R18与VT7组成Ube倍增电路，抵消VT8～VT11的发射结死区压降，消除交越失真，同时可以很方便地设置输出级的静态电流。 忽略VT7基极电流，则R17、R18串联分压，由于R17与VT7发射结并联，于是有如下方程成立 UBE7/R17= UAB/(R17+R18) 代入参数，解之得 UAB=3 UBE7 按理说，这A、B两点的电压只有3个发射结压降，并不能完全抵消VT8～VT11的发射结死区压降，但考虑到功放管温升后，发射结特性曲线左移，因此，即便较小的UBE对应的基极电流也不容小视，加之温升后β也相应增大，为安全起见，Ube倍增电路设置UAB应适当小一些，以保证功放管安全。
提示：笔者为研究需要，实际元件R18=3K，R17为10K可调电阻。
二、交流测试
棕色—输入波形 1. 1kHz&空载、负载
2. 10kHz&空载、负载
图5 3.随机测试（负载8Ω扬声器）
图6
图7
2013-6-18于中山 |
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