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高输入阻抗的功率放大器 葛中海 中山技师学院 这是笔者为中山技师学院电子专业三年级同学，在讲授《实用音响电路》一书时，为大家设计的第1个中功率功放电路。在此过程中，要明确如何设置直流工作点、如何消除交越失真、如何根据散热器的大小确定末级的静态电流等。通过实验制作，电路调试，交直流参数测试、计算，理解与分析、体验与感悟功放电路的工作原理。 
高阻抗信号源不适合于负载输入阻抗较小的放大器。因此，若要与高阻抗信号源匹配，就需要提高放大器的输入阻抗。比如，将信号输入级直接改成复合管。复合管的接法有多种形成，最佳方案是采用图1所示的接法，输入级可以把动态输入阻抗提高到10KΩ以上。 
图1 功率放大器改进电路
一、静态参数 1．静态电压 设电源为+20V，调节VR1时，测量Q点直流电压，使其约为电源电压的一半。然后调节VR2时，测量R8（或R9）电压降（从零到大调节VR2，用数字万用表200mV挡），使其约为5-10mV。根据欧姆定律可知，这时功率管VT4、VT5集电极静态电流约为15-30mA。 这时，所有三极管发射结电压都约为0.6V左右,各个三极管都工作在放大状态。实测电位，计算有关参数： 晶体管 | 基极 | 集电极 | 发射极 | 发射结压降 | VT0 | 7.85V | 736mV | 8.50V | Ueb0=Ve0-Vb0=0.65V | VT1 | 736mV（=Vc0） | 9.68V | 113mV | Ube1=Vb1-Ve1=623mV | VT2 | 11.55V | 电源电压 | 10.91V | Ube2=Vb2-Ve2=0.64V | VT3 | 9.68V（=
Vc1） | 556mV | 10.33V | Ueb3=Ve2-Vb2=0.65V | VT4 | 10.91V（=
Ve2） | 约为电源电压 | 10.33V | Ube4=Vb4-Ve4=0.58V | VT5 | 556mV（Vc3） | 10.33V | 0 | Vb4=Vc3=556mV |
2．静态工作电流 (1)R1的电流 忽略VT0基极电压，则R1、R2电流约相等。即，R1的电流I为 I=Vb0/R1=7.85V/47K=167uA (2)VT0的电流 VT0发射极电流就是反馈电阻R10的电流。已知R10两端的压降为 Ve4-Ve0=10.33V-8.50V=1.83V 因此，VT0发射极电流Ie0为 Ie0=1.83V/2K=915uA 又，已测得VT0集电极电压，因此，VT0集电极电流为 Ic0=Vc0/R12=736mV/820=897uA 所以，VT0基极电流为 Ib0=Ie0-Ic0=915uA=897uA=18uA 当我们忽略VT0基极电流时，则其发射极与集电极电流基本相等，即约为0.9mA。这也是功放电路第一级的静态电流！ 前面在计算电阻R1的电流时，之所以忽略不计VT0基极电流，就是因为VT0基极电流太小了，为便于计算可以忽略不计。 （3）VT1与R3的电流 已知VT1发射极电压Ve1=113mV，则其发射极电流为 IR13=Ve1/R13=113mV/100=1.13mA 当我们忽略VT1基极电流时，则其发射极与集电极电流基本相等，即约为1.13mA。 实测电阻R3压降为916mV，因此R3的电流为 IR3=916mV/R3=916mV/820=1.11mA 由此可以看出，当我们忽略VT2、VT3基极电流时，流过电阻R3的电流与VT1的发射极电流基本相等。这也是功放电路第二级的静态电流！ （4）VT2、VT3静态电流 由于R6、R7分别与VT4、VT5发射结并联，当忽略VT4、VT5基极电流时，则VT2、VT3静态电流即为R6、R7的电流。即 IR6=Ube4/R6=0.58V/220=2.64mA 或 IR7=Ube5/R7=556mV/220=2.52mA 本来应该IR6=IR7。但是，由于Ube4是用两点电位计算出的，单位是V。而Ube5是用2V档直接测量出来的，单位是mV。所以，才会出现这种误差。这也是功放电路第三级的静态电流！ （5）VT4，VT5静态电流 VT4，VT5静态电流就是电阻R8的电流。实测R8（实际用0.25欧姆）的压降为5mV，则静态电流为 IR8=5mV/0.25=20mA 当然，调节R5可以增大或减小VT4，VT5静态电流。一般来说，若散热器足够大，功率管的散热良好，把VT4，VT5静态电流可以设为30-50mA均可。这时，系统工作于甲乙类的靠近甲类状态，失真更小、音质会更好一些。这也是功放电路第四级的静态电流！ 从上面的静态电流计算可以看出，功放电路的静态电流，第一级最小，末级最大，从前级到后级，一级比一级增大。这正是功放电路静态电流的特点。 一、交流参数 1、输入级实测波形 由上述分析可知，从直流状态而言，晶体管VT0处于放大状态，但它并不是共射放大电路的典型接法。VT0放大的不是其基极的单一信号，而是对b-e极信号的差值（见后文放大倍数分析与计算）进行放大。其中b极是输入信号，e极是输出信号在经R10、在R11的分压，二者的差值是很小的！R12是VT0的交流负载电阻，由于R12阻值较小，故VT0单级电路的电压放大倍数也较小，如图2所示。 说明：棕色波是VT0基极波形(1kHz正弦波)，蓝色波是VT0集电极波形。 由图2所示波形图可以看出：在输入信号的正半波，VT0集电极为负半波；在输入信号的负半波，VT0集电极电压只在对应输入信号的波峰处，有的些许的波形突起。也就是说VT0集电极输出电压正负半波不对称，且存在非线性失真！ 
图2-1（R12=820Ω）
图2-2（R12=1KΩ）
如图3所示，蓝色波是VT1基极波形(1kHz正弦波)，棕色波是VT1集电极波形。与VT0类似，VT1好像只有半波电压放大作用。另一放面，从输入、输出波形大小的可知，VT1输出电压幅度明显增大了！ 
图3
虽然，输入两级电路都不理想，但是由于系统是闭环负反馈，这种负反馈一方面可以改善输出波形失真；另一方面，电压放大倍数与每一级电路无关，而是由反馈电阻和采样电阻的比值决定！ 2、输入-输出信号实测波形对比 用信号发生输出1KHZ信号加到放大器输入端，若静态电流偏小，放大器负载6欧电阻时，波形会出现奇怪的“振零 ”失真，如图4。 
图4 放大器空载时，波形也会出现奇怪的“振零”失真（拉开波形可见高频振荡），且比负载时电压幅度大一些，如图5。
图5 这时，若在输出端（C6左端）对地并联一个0.1uF与4.7欧姆串联的“茹贝尔”电路，“振零”失真现象消失，如图6。
图6 接入音频信号，随机测试输出波形如图所示。 
图7 2、高频补偿电容的作用 若三极管VT2的B-C间高频补偿电不慎开路，既使输出端设有“茹贝尔”电路，输出还会出现失真。但是，波形失真的现象与上面有所不同，如图8。 
图8 当高频补偿正常在路时，波形如图9（注：这两个波形都是输出带负载6欧电阻时测试的）。 
图9 3、总的电压放大倍数 把图1电路看成同相比例放大器，如图10所示。这时，R10是反馈电阻，R11是取样电阻，C9是「隔直通交」耦合电容，这时电压放大倍率Au Au=1+R10/R11=21（倍）
图10 三．特别现象分析 （1）假设常温下，功率管VT4、VT5的静态电流为20mA（R8或R9的压降约为5mV）；当电路工作后，功率管温升增大，静态电流也随之上升，有可能会超过50mA以上，即R8或R9的直流压降增大。 这种现象的解释如下： 这种现象的解释如下：通过调节VR2，设置输出级的静态电流，常温25℃时，功放管的发射结压降UBE对应发射结特性曲线上的IB1。当功率管温度上升55℃后，特性曲线向左平移，相同的发射结压降UBE，对应的基极电流增大到IB2。另一方面外，温升后晶体管电流放大倍数β也会增大，两种因素叠加，致使IC显著上升。这就是常温和高温时，静态电流变化的根本原因。
图11 （2）假设在高温时调节R5，设置静态电流约为20mA，那么冷态时静态电流更小或根本没有静态电流，这时电路处于乙类工作状态，可能会出现轻度的交越失真。然而，当电路工作一段时间后，功率管发热，静态电流可能会增大到为30mA以上。如此，电路处于甲乙类工作状态，交越失真消除。所以，一般有经验的电子工程师说，热机比冷机好听，就是指温升后，电路达到合适的静态电流了，不存交越失真，所以信号完美，感觉好听。 （3）以上分析是基于电源电压不变的情形而得出的。 首先，为了消除交越失真，在某一电源电压下设置输出级的静态电流约为几十毫安，A、B两点电压Uab约为1.8—1.9V。若电源电压升高，则相应地各支路的电流也随之增大，相应地R5的压降增大，Uab随之升高，这将严重影响着输出级的静态电流。 若电源电压降低，Uab随之下降，不足以抵消VT2、VT3、VT4三只晶体管的发射结压降，交越失真随之出现。
2013.4.26修改了部分内容，参数都是在系统热平衡后测试的。 2013.5.17修改了部分内容，增加了3个波形图及有关文字说明。更新了输入部分的阻容器件。
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