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开关电源系统是典型的闭环控制系统，设计时，补偿电路的调试占据了相当大的工作量。目前流行于市面上的反激控制器，绝大多数采用峰值电流控制控制模式。峰值电流模式反激的功率级小信号可以简化为一阶系统，所以它的补偿电路容易设计。通常，使用Dean Venable提出的Type II 补偿电路就足够了。 在设计补偿电路之前，首先需要考察补偿对象（功率级）的小信号特性。 如图8 所示，从IC 内部比较器的反相端断开，则从控制到输出的传递函数（即控制对象的传递函数）为： 附录分别给出了CCM模式和DCM模式反激变换器的功率级传递函数模型。NCP1015工作在DCM 模式，从控制到输出的传函为： 其中： Vout1 为主路输出直流电压，k 为误差放大器输出信号到电流比较器输入的衰减系数（对NCP1015 而言，k=0.25），m 为初级电流上升斜率，ma 为斜坡补偿的补偿斜率（由于NCP1015内部没有斜坡补偿，即ma=0），Idspeak 为给定条件下初级峰值电流。于是我们就可以使用Mathcad（或Matlab）绘制功率级传函的Bode 图： 在考察功率级传函Bode 图的基础上，我们就可以进行环路补偿了。 前文提到，对于峰值电流模式的反激变换器，使用Dean Venable Type II 补偿电路即可，典型的接线方式如下图所示： 通常，为降低输出纹波噪声，输出端会加一个小型的LC 滤波器，如图 10 所示，L1、C1B 构成的二阶低通滤波器会影响到环路的稳定性，L1、C1B 的引入，使变换器的环路分析变得复杂，不但影响功率级传函特性，还会影响补偿网络的传函特性。然而，建模分析后可知：如果L1、C1B 的转折频率大于带宽fcross 的5 倍以上，那么其对环路的影响可以忽略不计，实际设计中，建议L1 不超过4.7μH。于是我们简化分析时，直接将L1直接短路即可，推导该补偿网络的传递函数G(s)为： 其中： CTR 为光耦的电流传输比，Rpullup 为光耦次级侧上拉电阻（对应NCP1015，Rpullup=18kΩ），Cop 为光耦的寄生电容，与Rpullup 的大小有关。图 13（来源于Sharp PC817 的数据手册）是光耦的频率响应特性，可以看出，当RL（即Rpullup）为18kΩ时，将会带来一个约2kHz左右的极点，所以Rpullup 的大小会直接影响到变换器的带宽。 k Factor（k 因子法）是Dean Venable 在20 世纪80 年代提出来的，提供了一种确定补偿网络参数的方法。 如图 14 所示，将Type II 补偿网络的极点wp 放到fcross 的k 倍处，将零点wz 放到fcross的1/k 处。图 12 的补偿网络有三个参数需要计算：RLed，Cz，Cpole，下面将用k Factor 计算这些参数：
-------确定补偿后的环路带宽fcross：通过限制动态负载时（△Iout）的输出电压过冲量（或下冲量）△Vout，由下式决定环路带宽：
-------考察功率级的传函特性，确定补偿网络的中频带增益（Mid-band Gain）：
-------确定Dean Venable 因子k：选择补偿后的相位裕量PM（一般取55°～80°），由公式 32 得到fcross 处功率级的相移（可由Mathcad 计算）PS，则补偿网络需要提升的相位Boost 为：
则k 由下式决定：
-------补偿网络极点（wp）放置于fcross 的k 倍处，可由下式计算出Cpole:
-------补偿网络零点（wz）放置于fcross 的1/k 倍处，可由下式计算出Cz：
3、仿真验证 计算机仿真不仅可以取代系统的许多繁琐的人工分析，减轻劳动强度，避免因为解析法在近似处理中带来的较大误差，还可以与实物调试相互补充，最大限度的降低设计成本，缩短开发周期。 本例采用经典的电流型控制器UC3843（与NCP1015 控制原理类似），搭建反激变换器。其中，变压器和环路补偿参数均采用上文的范例给出的计算参数。 仿真测试条件：低压输入（90VAC，双路满载） 1.原理图
图 17 仿真原理图 2. 瞬态信号时域分析
从图 18 可以看出，最低Cbulk 上的最低电压为97.3V，与理论值98V 大致相符。
3. 交流信号频域分析
4. 动态负载波形测试 测试条件：低压输入，满载，主路输出电流0.1A---1A---0.1A，间隔2.5ms，测试输出电压波形。
4、PCB 设计指导 1. PCB layout—大电流环路包围的面积应极可能小，走线要宽。
2. PCB layout—高频（di/dt、dv/dt）走线 a． 整流二级，钳位吸收二极管，MOS 管与变压器引脚，这些高频处，引线应尽可能短，layout 时避免走直角； b． MOS 管的驱动信号，检流电阻的检流信号，到控制IC 的走线距离越短越好； c． 检流电阻与MOS 和GND 的距离应尽可能短。
3. PCB layout—接地 初级接地规则： a. 所有小信号GND 与控制IC 的GND 相连后，连接到Power GND（即大信号GND）； b. 反馈信号应独立走到IC，反馈信号的GND 与IC 的GND 相连。 次级接地规则： a. 输出小信号地与相连后，与输出电容的的负极相连； b. 输出采样电阻的地要与基准源（TL431）的地相连。
5、PCB layout—实例
在附录部分，分别给出了峰值电流模式反激在CCM 模式和DCM 模式工作条件下的功率级传递函数。 附录：峰值电流模式功率级小信号 对CCM 模式反激，其控制到输出的传函为：
峰值电流模式的电流内环，本质上是一种数据采集系统，功率级传函由两部分Hp(s)和Hh(s)串联组成，其中
Hh(s)为电流环电流采样形成的二阶采样环节（由Ray Ridley 提出）：
其中：
上式中，PO 为输出总功率，k 为误差放大器输出信号到电流比较器输入的衰减系数，Vout1 为反馈主路输出电压，Rs 为初级侧检流电阻，D 为变换器的占空比，n 为初级线圈NP与主路反馈线圈Ns1 的匝比，m 为初级电流上升斜率，ma 为斜坡补偿的补偿斜率，Esr 为输出电容的等效串联电阻，Cout 是输出电容之和。 注意：CCM 模式反激变换器，从控制到输出的传函，由公式 40 可知，有一个右半平面零点，它在提升幅值的同时，带来了90°的相位衰减，这个零点不是我们想要的，设计时应保证带宽频率不超过右半平面零点频率的1/3；由公式 41 可知，如果不加斜坡补偿（ma=0），当占空比超过50%时，电流环震荡，表现为驱动大小波，即次谐波震荡。因此，设计CCM 模式反激变换器时，需加斜坡补偿。 对DCM 模式反激，控制到输出的传函为：
其中：
Vout1 为主路输出直流电压，k 为误差放大器输出信号到电流比较器输入的衰减系数，m为初级电流上升斜率，ma 为斜坡补偿的补偿斜率，Idspeak 为给定条件下初级峰值电流。 |
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