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信号问题，主要包括 以下三点： （1）信号跳动大，指信号源数码显示变化超过10以上； （2）信号强度差别较大； （3）在信号输出直接短路情况下，静态功耗成倍增加。正常情况下，工作电流 应该在170mA左右，但此时却翻番。 驱动器静态功耗增加一倍 | 佟超供图 在“超大练习赛道”推文中介绍了新一版本的信号源采用了数字谐波稳流处理技术实现了对于输出电流信号基波稳流控制，指出在工作电源7.5V左右的情况下，系统能够带动75欧姆左右的负载。这些分析都是假设在输出为方波电压信号、输出级的驱动MOS管为IRLML2502(NMOS), IRLML6402(PMOS)的情况下计算的。 NMOS，PMOS | 芯片数据手册截图 但实际比赛中信号源的输出级MOS管被更换成了BSS138(NMOS), BSS84(PMOS) 管，这两种MOS管在静态和动态参数与与前面两种相差较大。 信号源功率输出部分 | 公众号留图 对于信号源影响比较大的两个MOS管参数： （1）MOS导通电阻，涉及到带动输出负载的能力。IRLML两个MOS管在删除驱动电压3V左右导通电阻不到0.1欧姆，输出电流达到4A；而BSS两个MOS在驱动电压10V情况下导通电阻分别为3(NMOS), 10(PMOS)欧姆，输出电流只有0.1A左右。 （2）MOS电极之间的寄生电容（Ciss, Coss, Crss），涉及到电路自激振荡; BSS两个MOS的电容比IRLML电容小了一个数量级。 信号源输出跳动 | 公众号留图 由于MOS导通电阻增加，致使信号源带动负载的能力大幅度下降，实测当输出负载电阻大于25欧姆的时候，输出电流便无法稳定在100mA左右，在内部反馈控制作用下，信号源便开始跳动。 那么，剩下的两个问题（信号强度变化大，静态功耗增加）又该如何解释呢？ 这就需要通过示波器测试输出信号波形来分析了。如下是在信号源输出直接短路情况下，测量输出端口中的信号波形： 使用示波器测试输出信号波形 | 右下：输出H桥的原理图 示波器同时测量H桥电路的驱动信号和两个端口的信号波形。下图是其中一个桥臂输出波形。可以看到出现了部分振荡，振荡频率大约在2MHz左右，这是输出级中自激振荡的结果。 绿色：H桥一个端口输出信号波形 | 粉色：桥臂驱动信号 下图是H桥另外一个桥臂输出波形，整个半平周期内都在振荡。 蓝色：H桥另外一个端口的输出信号波形 | 青色：桥臂驱动信号的反信号。 由于振荡信号频率非常高（大约在2MHz）,对于电磁导引不会造成什么影响，但对于信号源控制器，则会使得输出电流反馈出现误差。 在“傅里叶，请在帮我们一次吧”推文中介绍了基于DFT信号基波分析的信号源恒流控制方案。输出电流信号经过采样电阻转换成电压，在经过AIN199高端共模放大之后输入到单片机AD端口进行数字欠采样，然后计算基波幅值。 AIN199放大倍数为50，信号带宽只有14kHz。上面的高频自激振荡信号经过AIN199之后都被滤除。但是由于自激振荡信号幅值比较大，会使得AIN199出现饱和，输入输出之间不再是线性的滤波关系。这使得反馈信号中的交流信号降低。下图显示了AIN199输出信号受到自激振荡信号影响所产生的失真波形。 蓝色：H桥输出信号 | 青色：AIN199输出信号 由于H桥自激振荡信号，使得AIN199输出出现饱和失真，从而降低了信号反馈量。根据单片机内部恒流反馈控制，近而使得实际输出电流增加。严重时会直接烧坏输出MOS管。这就解释了前面出现的输出信号幅度不稳以及静态功耗翻翻的现象。 那么，为什么输出H桥电路会出现自激振荡呢？下面从分析信号源输出电路原理开始。信号源输出级的简化电路原理如下图所示。 信号源输出电路简化原理图 分析在驱动信号半个周期内，输出电路中各MOS管的状态。其中T1,T4截止，T2导通。如果没有T5恒流控制，T3应该也是导通，但由于T5进行横流控制，所以T3、T5处于恒流状态。 输出级电路在半个信号周期内的工作状态 下面是将T1、T4、T2进行省略后的电路简化图。为了分析系统的自激振荡，此时将外部负载等效为L、R并联形式，实际上根据电路原理，L、R并联可以转换成等效的串联电路形式。将T3的寄生电容画上。由于T5处于恒流区，所以对于交流信号可以视其为断开。
进一步简化后的电路图 因此，上述电路就会简化成 一个标准的电容三点式振荡电路（Colpitts Oscillator）。振荡的频率由负载电感、晶体管杂散电容等决定。
上面是从原理上分析了电路自激振荡的激励。其中依赖于MOS管的工作特性以及杂散电容，这些都是可以从MOS管的数据手册(Datasheet)中查到。后面通过实际测量数据，说明这些MOS的实际特性。 下面的曲线是对于IRLML2504 MOS 管的栅极电压与漏极电流之间的实际测量数据。测量过程中保持漏极电压Vds=3.3V。可以看出，当Vgs大于1V之后，MOS开始导通。其中Ids随着Vgs增加快速增加。转移电导参数反映了MOS管的放大能力。它也是随着Ids的增加而变大。
MOS管栅极-源极电压与漏极电流之间的关系 下图反映了IRLML2504的漏极电压与漏极电流之间的实测数据。可以看出MOS管的两个明显的工作区域：变阻区和恒流区。上面电路图中的T5工作在恒流区，以期达到输出电流稳定的目的。在恒流区时，MOS的漏极电流基本上为恒定值，所以等效的交流电阻非常大，在分析电路的交流通道的时候可以视其为断开。
MOS管漏极电压与漏极电流之间的关系 对于MOS管的杂散电容，使用手持的LRC表进行测量。
使用手持LRC表测量MOS管的杂散电容 下表格给出了电路中各个MOS管的杂散电容标准值和测量值。由于BSS系列的MOS管电容比较小，所以在实际测量中，手持式的LRC无法显示正确的电容值。
各种MOS管的杂散电容测量值 MOS管的导通电阻应该通过Vds-Ids曲线进行求取，但相对比较麻烦。直接使用数字万用表的电阻档进行测量，虽然有比较大的误差，但在一定程度上还是能够反映出MOS导通电阻的大小。下图则是测量了四中MOS管随着栅极驱动电压的不同，漏极与源极之间的电阻大小变化。对比BSS，IRLML电阻曲线，可以看去BSS的导通电阻明显高于IRLML系列的导通电阻。 不同MOS管的导通电阻大小 | 对于PMOS，Vgs应该是负值 为了验证前面电路自激振荡原理，通过搭建实际简化的电路，可以显示Colpitts电路工作的情况。图中使用一个22uH的电感当做赛道电磁线的负载。当调节电位器P1，使得T1处于恒流状态，当恒流值大于10mA之后，电路便开始震荡。
搭建的简化输出电路 上述电路中MOS管T2的漏极和源极1, 2处的波形如下图所示。更换T2，分别使用IRLML2504, BSS138，震荡频率发生变化。由于BSS138的电容比较小，震荡产生的信号频率比IRLML2504高。
IRLML2504Colpitts电路波形
BSS138Colpitts电路波形 现在就剩下一个问题了：如何消除自激振荡？ 消除自激振荡的办法，就是去除Colpitts电路工作的条件。可以从以下几点出发： （1）减小电路电压放大增益，消除震荡：可以通过减小负载并联电阻R，或者通过增加负载串联电阻R来减小电路的电压增益。实际工作中，对于使用电磁导线直径小于0.3mm的赛道，电磁线的电阻比较大，工作电路的Q值低，电压增益低，电路没有自激振荡。对于使用线径比较粗（大于0.5mm）的漆包线，比较容易产生震荡； （2）消除负载的电感。电磁线圈的感抗是无法消除的，但可以通过并联电容进行抵消。所以在H桥输出两端对地分别并联1nF的电容，可以有效抵消负载中的电感，从而消除震荡。 （3）减小Colpitts反馈量。震荡电路的反馈量是由Coss,Crss的分压决定的。在Crss（栅极、源极）之间并联一个电容，可以减少输出电压的反馈量，从而消除震荡。实际电路中，可以在恒流控制T5的漏极对地之间并联0.1uF的电容，从而消除震荡。 下图显示了通过上述三种方法，消除自激振荡之后的输出信号（蓝色）与AIN199的反馈信号（青色）。由于此时输出是直接短接的，所以输出电压信号基本是一条直线，其中只是在H桥切换的时候出现波动。
消除自激振荡的输出信号与AIN199反馈电压信号 如果参赛同学手中的信号源的输出级也出现了自激振荡, 原理图与上面分析类似，可以采用上述的方法来消除这些可能带来麻烦的自激振荡信号。
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