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摘 要 采用 WIN 0．15μm GaAs pHEMT 工艺研制了 2．8～6 GHz 的片上双平衡无源混频器。混频器在本振端和射频端均采用不同尺寸的螺旋型 Marchand 巴伦结构，不仅大大缩小了芯片尺寸，并且在没有外加补偿电路的情况下，在 2．8～6 GHz 频带范围内均取得良好匹配。测试结果表明，混频器的变频损耗小于 8 dB，射频端口反射系数小于 －10 dB，LO 到 ＲF 的隔离度大于 40 dB，输入 1 dB 压缩点大于 10 dBm，输入三阶交调阻断点大于 17 dBm。仿真与实测结果对应良好，芯片总面积为 1．4 mm×1．1 mm。 引 言 在 5G 通信快速发展的推动下，多天线技术得到大规模应用。大量复制单通道组件，在空间建立多个通信信道，令波束在空间合成特定指向，以提高信号的信噪比，扩大系统容量。多通道技术的应用使得射频微波电路的元器件数量迅速扩大，原有的集总式电路的设计思路已经难以适应未来通信技术的发展。 集成电路技术可以在单芯片上集成多功能器件，大大缩小通信电路面积。另外，许多复杂系统需要支持多个通信标准，不同标准分布于不同频道，频道的工作频率有可能跨越一个或多个频率间隔，这些均使得宽带与小型化应用成为芯片发展的一个趋势。 混频器由于实现了射频与中频之间的互相转换被广泛应用于通信系统，成为其必不可少的关键部件 。混频器主要结构包括分布式结构，Gilbert结构以及双平衡无源结构 等。分布式混频可以实现很宽的工作带宽，但是它的隔离度往往较差;Gilbert 混频器可以实现一定的变频增益，但是它消耗了一定的直流功耗并且噪声系数往往较差;双平衡无源混频器由于结构简单、较高的端口隔离度以及无直流功耗的特点被广泛应用到混频器电路设计当中。 混频器的性能往往受到巴伦的限制，Marchand巴伦由于具有较宽的工作带宽，紧凑的结构，被广泛应用于双平衡混频器的设计。近几十年中，Marchand 巴伦得到了广泛研究和应用，特别是 2000年以来，平面 Marchand 结构研究的出现，使得其在芯片中的应用更加广泛 。值得注意的是，平面Marchand 巴伦多采用螺旋式耦合结构，这不仅有利于减小芯片面积，也有助于增大线圈之间的耦合量，进而提高巴伦的工作带宽 。 本文分析了无源混频器及其理想 Marchand 巴伦的工作原理，推导出 S 参数矩阵各元素与理想耦合线的奇偶模特征阻抗之间的关系，由此获得了耦合线的奇偶模阻抗与端口负载阻抗之间的关系，为使端口反射系数在宽频工作范围内均小于 －10 dB，本文将射频和本振巴伦设置成不同尺寸，摆脱常规采用补偿电路或者各级间匹配电路的形式，因而简化了电路结构，进一步减小了芯片尺寸。经采用WIN 的 0．15μm GaAs pHEMT 工艺流片研制出超过一个倍频程的宽带双平衡无源混频器，其在 2．8～6GHz 的整个工作频段内均取得了大于 10 dB 的射频端口反射损耗，并且实现了较高的端口隔离度和线性工作范围。 1 双平衡无源混频器的设计考虑 1．1 混频器电路结构 图 1 给出了本文设计的双平衡无源混频器的工作原理图。该混频器主要由二极管混频核心以及本振巴伦和射频巴伦这三部分构成，射频巴伦中心处端接一个接地电容并从中心抽头处引出中频信号。 图 1 中的四个二极管首尾相连引出四个交接点分别交叉接到了本振与射频巴伦的四个平衡端口，这种连接方式理论上可以取得无限大的端口隔离度，然而，在实际设计中，一方面，由于巴伦幅度与相位的不平衡性，另一方面，由于二极管以及走线的不一致性，均会在一定程度上恶化混频器的端口隔离度，但即便如此，图 1 所示结构的混频器依然可以取得较高的 LO-ＲF 以及 LO-IF 隔离度。 关于 ＲF-IF 隔离度，由于中频信号直接从射频巴伦中引出，并且中频引出处电容对射频信号呈现出非理想的接地特性，这种非理想特性随着射频频率的降低会越发凸显，这直接影响了射频到中频端口的隔离度，而且其隔离度在低频处较差，在高频处较好，反映出了一定的接地电容的特性。 1．2 Marchand 巴伦 巴伦的特性在一定程度上对混频器设计产生决定性作用。图 2(a)所示为 Marchand 巴伦的耦合线等效原理图，它由两条结构完全相同的理想耦合线电路相连接组成，每条耦合线在特定的端口处端接开路或者短路负载，分别如图 2(b)与(c)所示，耦合线的特性则完全由它的奇偶模阻抗 Z 0o 和 Z 0e 决定，如图 2(d)所示。假设端口负载阻抗为系统特征阻抗 Z 0 ，则图 2(d)中的 S 参数矩阵在中心频率处可以表示为 图 2(b)与(c)中电路则是由图 2(d)中理想传输线的部分端口退化而成，根据微波网络的知识很容易得到它们的 S 参数矩阵，见式(2): 图 2(a)中的 Marchand 巴伦则是由图 2(b)与(c)中的微波网络尾首级联而成，由微波网络级联公式计算并得到其 S 参数矩阵为: 理想巴伦的 S 参数应满足: 从式(4)矩阵中可以看出，式(6)条件已然满足。把式(4)中 S 11 带入式(5)中，可得 因为耦合线的耦合系数 C 满足 如果考虑巴伦平衡端口和非平衡端口分别端接大小为 Ｒ S 和 Ｒ L 的负载，式(9)和式(10)中关于耦合线奇偶模阻抗的关系式则被改写为 图 3 给出了不同耦合系数下，满足式(11)和式(12)条件下理想 Marchand 巴伦的传输系数和反射系数。由图 3 所示，所有曲线均在中心频率处取得最优匹配，并且随着耦合系数的增加，Marchand 巴伦的带宽呈现出上升的趋势。
图 3 当 Ｒ S=50Ω 以及 Ｒ L =100Ω 时仿真所示的 理想 Marchand 巴伦的传输系数和反射系数 1．3 混频器的电路优化 混频器本振和射频端的巴伦采用螺旋式耦合结构，这种耦合结构一方面能够获得较高的耦合系数，有利于实现更宽的工作带宽;另一方面，采用螺旋式结构，使得整个设计变得更加紧凑，大大缩小了芯片面积。 根据对 Marchand 巴伦端口阻抗特性的分析，其端口负载阻抗是决定其工作特性的关键因素，显然，混频器本振巴伦与射频巴伦所呈现的端口阻抗特性受到了二极管环的制约，并且在本振信号的驱动下，两个巴伦所表现出的端接阻抗特性是完全不同的，因而，为了加以区分，以得到更好的工作特性，在确定了本振巴伦的工作特性之后，为得到最优射频巴伦尺寸，需要对混频器端接阻抗做一进步的仿真分析。由于混频器的工作具有周期性，采用谐波平衡仿真进行分析，如图 4 所示，谐波平衡仿真可以有效得到射频巴伦端接阻抗特性，然后再以此为基础，优化得到射频巴伦的最优尺寸。这种分析方法使得混频器减少了级间补偿与匹配电路，从而有利于简化电路结构，减小电路尺寸。
如图 5 所示，实际加工的芯片尺寸是 1400 mm×1100 mm，如果不计算焊盘及其引线长度，其核心尺寸仅有 1050 mm×750 mm。可以看到，混频器的本振巴伦和射频巴伦的尺寸是不同的，并且混频器各个元器件之间没有添加补偿或者匹配等冗余电路，使得整个设计结构简单紧凑，而且取得了在较宽频率范围内反射损耗均大于 10 dB 的优良特性。
2 实测结果 本文混频器使用 WIN 0．15μm GaAs pHEMT 工艺，该混频器参数测试结果分别如图 6 至图 9 所示。
图 10 给出了 LO 功率为 15 dBm 下混频器 S 参数的仿真与实测结果对比，总体上具有较好的吻合度，其中实测变频增益普遍比仿真结果低 0．5 dB 左右。
表 1 列举了各类典型混频器之间的性能比较，可以看出，无源双平衡混频器在端口隔离度方面具有较大优势，并且几乎不消耗直流功耗。与同类设计相比，本文设计的混频器还具有较低的变频损耗及带内波动、较好的带内反射系数以及较低的本振驱动功率。 表 1 各类混频器之间的比较
3 结论 本文设计了一种 2．8～6 GHz 双平衡无源混频器。从混频器电路结构特点出发，对 Marchand 巴伦的工作特性进行了优化，优化后的混频器本振巴伦和射频巴伦进一步减少了冗余电路，缩小了面积。混频器的实测结果与仿真结果具有较高的吻合度。优良的变频特性以及紧凑的尺寸使其非常适合应用于各种变频系统。(参考文献略） |
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