基于宽带接收机中不同相位噪声的宽带本振对接收噪声系数的影响分析，通过不同相位噪声的宽带本振对混频器变频噪声系数的测试与对比，得出混频器中频信号相位噪声主要由本振相位噪声决定，变频噪声系数的恶化主要由宽带本振500 kHz外的远端噪声恶化所引起的结论。结合宽带接收机前段增益与变频噪声对接收链路噪声系数的仿真计算，灵敏度越高的宽带接收机对本振远端相位噪声恶化越敏感。对于高灵敏度的宽带接收机，为了避免宽带本振相位噪声引起链路噪声系数恶化，宽带接收前端在混频之前的增益需要大于25 dB。
中文引用格式： 李夏琴. 本振相位噪声对宽带接收机噪声系数的影响[J].电子技术应用，2020，46(2)：36-42，47.英文引用格式： Li Xiaqin. Influence of local oscillator phase noise on noise figure of wideband receiver[J]. Application of Electronic Technique，2020，46(2)：36-42，47.
超外差接收机由于其高频率分辨率、高接收灵敏度、大接收动态范围和中频信号幅度相位失真小等优点广泛应用于现代通信和雷达侦测设备中。宽带超外差接收机采用宽带变频本振，将接收的射频信号通过两次或多次混频变换到固定的中频信号，再实现信号的分析和处理[1] 。整个接收电路中宽带本振 信号是超外差接收机的核心部件之一，本振信号的相位噪声 和杂散干扰将通过混频器的频率非线性变换叠加到中频信号上，使接收信号相位产生畸变，对于利用了接收信号相位信息进行信号目标特征参数的信号处理和系统指标，相位噪声的恶化将产生重大影响。如PSK[2] 、GMSK[3] 、QAM[4] 信号的解调误码率，将随信号相位噪声的恶化而增加；频率分辨率、测距和测速、时差定位等系统性能[5-6] 也将降低。此外本振的相位噪声还会影响接收机输出端的最小可检测信噪比SNR[7] ，恶化接收机的噪声系数 ，影响系统接收灵敏度。 本文首先介绍了相位噪声基本理论，对接收链路和本振电路相位噪声进行了分析，根据不同相位噪声对变频噪声系数的影响，分析了本振相位噪声对接收噪声系数的影响机理。根据噪声系数级联仿真，得出宽带接收机 适应不同宽带本振源相位噪声的设计要求，并根据结论要求设计了一种通用的0.2 GHz～12 GHz的超外差宽带接收机，验证了接收信道对在60 kHz处相位噪声相差30 dB的两种宽带本振信号，链路噪声系数对本振恶化的适应能力。
1.1 相位噪声含义
越来越多的文献证明[8] ，一个瞬态频率源利用贝塞尔函数和三角函数，最终可以表达为：
式(1)表明，信号由载频w0和载频调制分量组成，每个分量的大小取决于调制幅度指数θm 对应的贝塞尔函数的值。调制正弦信号功率谱如图1所示。
因此，将相位噪声在频域的单边带相位噪声L(f)定义为：频率偏离载波信号fo 处，单个单边噪声边带1 Hz带宽上的功率谱密度的实测值与信号的总功率之比，因此单边带相位噪声L(f)可以表达为式(3)，相位噪声功率谱如图2所示。
1.2 振荡器相位噪声
振荡器是现代射频和微波电子系统必不可少的组成部分，是产生信号频率的基础单元，晶体振荡器的频率较低，一般在100 MHz以下，压控振荡器频率覆盖范围可以从几十兆赫兹到十几吉赫兹。基于振荡器在电子设备中的重要性，许多学者建立了精确的模型[9] 对其相位噪声进行分析。基于线性反馈系统的线性时不变相位噪声模型[10] ，模型直接与振荡器电气参数相连接，被认为是最为直观的一种相位噪声模型；线性时变模型[11] ，基于振荡电路中的电压与电流的周期变化，用冲击敏感函数描述不同时刻的脉冲电流噪声对相位抖动的贡献；非线性时变模型[12] 采用Floquet理论，将相位噪声视作相位偏移对周期稳态解的调制，用幂指数描述1/f，1/f3 噪声，适用于仿真模型；而非线性数值解析模型[13] 则在非线性时变模型的基础上，引入时间变量的抖动，把相位噪声视作是抖动的相位(线性抖动和非线性抖动)对电路稳态周期的相位调制，通过谱密度函数和自相关函数的推导，得到振荡器比较精确的相位噪声模型。式(4)是线性时不变模型的计算公式，其中F是器件噪声系数，k是波尔兹曼常数，T为绝对温度，PS 是谐振电路的功耗，Δw为频率偏移量，Δw1/f 为1/f3 和1/f2 的转变点频率，线性时不变模型的示意图如图3所示。
接收机主要将天线射频信号变换到适合A/D转换器处理的信号频率和电平范围，是整个软件无线电的重要组成部分。宽带超外差接收机电路原理图如图4所示，射频前端主要由限幅器、滤波器、放大器、混频器和本振等电路构成，数字中频端由AD和数字信号处理组成。限幅器、滤波器衰减器等无源线性器件在线性工作区内不产生新的频率分量，对信号相位噪声的影响非常小。放大器、分频器和倍频器等器件因半导体特性，会对输入射频信号相位噪声产生20lgndB的恶化(放大器看成是系数为1的倍频器)。而接收机中的本振信号由振荡电路产生，通过混频器与射频信号生成新的中频信号，由于宽带接收机的宽带本振信号与射频信号由各自的振荡电路产生，信号相位无相关性，是整个宽带接收信道中引入新相位噪声的最主要来源。
2.1 本振信号相位噪声分析
常用的本振信号采用锁相环电路实现，主要由压控振荡器(VCO)、鉴相器(PD)、环路滤波器和分频器等构成，常用的原理框图如图5所示。
根据以上公式，锁相环环路带宽之内的相位噪声主要受参考信号相位噪声、鉴相器鉴基底噪声以及锁相倍频分频器的恶化影响，环路带宽之外的相位噪声主要是由VCO和环路滤波器引入的。通常宽带的锁相环电路，其环路带宽一般设置为几十千赫兹，因此宽带本振的远端相位噪声主要由VCO相位和环路滤波器远端抑制决定。 2.2 混频器的相位噪声
对混频器输出端中频信号进行分析常采用伏安法，输出端中频电流信号可以表示为：
式(8)中混频器后输出中频和差项(ws +wp )t和(ws -wp )t，由于本振信号与射频信号由不同的振荡电路产生，信号相位无相关性，为相对独立的随机过程，根据平稳过程的互相关函数与功率谱密度之间的关系[14] ：
因此输出中频的相位噪声谱密度为射频信号相位噪声功率谱密度和本振噪声功率谱密度之和。以Hittite公司MY88C混频为例，其P-1 约为5 dBm，采用Aglient8267D信号源输出RF：2.8 GHz/0 dBm信号，宽带锁相电路(宽带本振1)输出LO：10.43 GHz/10 dBm信号，混频得到IF：7.63 GHz信号，从AglientN9020B相位噪声分析频谱上测出，中频信号相位噪声与10.43 GHz本振信号的相位噪声基本一致，在偏离载波60 kHz处，LO信号的相位噪声为-72.9 dBc/Hz，IF信号的相位噪声为-71.9 dBc/Hz，测试结果如图6所示。
3.1 噪声系数定义
接收机噪声系数定义为网络输入端信号噪声功率比与网络输出端信号噪声功率比的比值，它清楚地表明由于网络产生的噪声，使网络输入端信噪功率比经过该网络后信噪比恶化的倍数，其数学公式表示为：
网络输出端的额定噪声功率Np 由Ni Ga 和网络内部噪声ΔN组成[15] ，Bn 表示等效噪声带宽。对于宽带的超外差接收机电路，混频的存在会引入本振的相位噪声叠加到中频信号中，因此可以认为资用噪声功率ΔN近似为本振信号相位噪声功率密度在等效噪声带宽内的噪声功率积分。网络级联输出终端噪声公式如式(11)所示，链路前级器件的噪声和增益对系统的噪声有着主要影响。
3.2 宽带接收机前端增益与变频噪声对接收链路噪声系数的影响
大动态宽带接收系统中，考虑器件的宽带性能，低噪声放大器的P-1 约为10 dBm左右，宽带混频器的P-1 约为5 dBm左右。根据噪声系数级联计算式(11)，当混频前端增益大到一定的情况下，变频部分的噪声系数波动对接收系统噪声系数的影响可忽略，但前端增益过大，又会导致在大信号下混频器和放大器饱和，因此接收系统增益分配需着重考虑大信号时混频器和末级放大器的动态要求，合理地分配各级增益。 利用仿真软件CASCADE，表1中分析了射频前端(混频之前电路)增益与混频器变频噪声对级联链路噪声系数的影响。从表中可以看出：当变频噪声为10 dB时，前端增益需要大于25 dB才可忽略变频噪声对链路噪声系数的影响；当变频噪声大于15 dB时，前端增益需要大于30 dB才可忽略变频噪声对链路噪声系数的影响。同时噪声系数越小的接收系统，在增益一定的情况下，链路噪声对后端变频噪声变化越敏感，当前端噪声为2 dB，增益为15 dB时，随着变频噪声的恶化，链路噪声将恶化近1倍，因此对于高灵敏度的接收系统，设计时必须要考虑本振相位噪声对系统噪声系数的影响。
根据混频器相位噪声分析，本振相位噪声经过混频之后会叠加在射频信号相位噪声中变为中频噪声，如图7中交叉部分。由于本振功率相比于射频信号功率要大得多，因此可以近似认为中频信号的相位噪声功率主要由本振信号的相位噪声决定。当接收系统存在多次变频时，本振信号一般由同一个参考源产生，当多次变频的本振相位噪声接近时，最终输出的中频信号相位噪声可以近似为：一本振相位噪声功率+(N-1)×3 dB，N代表变频次数。宽带接收机一本振通常为宽带信号，受VCO、鉴相器、倍频数和滤波器的宽带电路特性和体积影响，其相位噪声通常比窄带本振恶化10～20 dB左右，因此中频信号相位噪声基本由宽带一本振的相位噪声决定，系统噪声系数也主要考虑一本振相位噪声影响。
选择HSPK010D混频器，RF：7.63 GHz/0 dBm，由Aglient8267D信号源输出，LO：10.43 GHz/10 dBm，IF：2.8 GHz，本振信号由三种不同的本振电路产生(宽带本振1，宽带本振2和E8267D信号源)，其相位噪声如图8(a)所示，采用AglientN8752B噪声分析仪进行噪声系数测试，噪声功率积分带宽设置为4 MHz，测试结果如图8(b)所示。
从图8(b)中可以看出，三种本振信号混频器变频损耗均为5.6 dB，但噪声系数却不一样，使用本振1时变频噪声系数为7.2 dB，使用本振2时为11.7 dB，使用信号源时为6.4 dB。三者的相位噪声如图8(a)所示，在偏离载波60 kHz处本振1的相位噪声为-71.9 dBc/Hz，本振2为-102.7 dBc/Hz，信号源为-108.3 dBc/Hz；在偏离载波500 kHz处本振1的相位噪声为-105.2 dBc/Hz，本振2为-103.5 dBc/Hz，信号源为-111.3 dBc/Hz；在1 MHz处本振1的相位噪声为-111.9 dBc/Hz，本振2为-105 dBc/Hz，信号源为-114.3 dBc/Hz。本振1和信号源的变频噪声相差1.1 dB，但在500 kHz内的相位噪声最大相差30 dB，因此本振相位噪声在500 kHz内的恶化对变频噪声基本无影响。对以上三种信号，当载波功率为7 dBm时，在4M带宽内测试其功率密度，频谱仪RBW设置为30 kHz，测试结果如图9所示，在偏离载波500 kHz处ΔMkr1信号源的噪声电平抑制为80.1 dB；ΔMkr2本振2的噪声电平抑制为59.8 dB；ΔMkr3本振1的噪声电平抑制为61.8 dB。虽然本振1比本振2在100 kHz内的相位噪声差20 dB，但在500 kHz外却逐渐优于本振2，测试结果显示本振2在4 MHz带内的信噪比最差，因此其变频噪声也最大。
如果接收信道在混频器之前的电路增益不是很高，根据表1的分析，此时本振远端的相位噪声对输出信噪比的影响就不可忽略，对链路噪声会引入翻倍的恶化，若本振此处有较高的杂散频谱，对噪声系数的影响将更为严重。 5.1 一种超宽带超外差接收机设计
一种通用的0.2 GHz～12 GHz超宽带大动态高灵敏度的接收机接收信道和本振合成原理框图如图10所示。综合考虑接收机超宽带、90 dB大动态和5 dB低噪声指标，接收信道一混前电路主要有分段预选滤波组、LNA和扩展动态衰减器，分段预选滤波器由两级相同的滤波器组成，第一级预选器确保外界干扰信号不影响低噪放的线性度，低噪放后面再加一级滤波器和衰减器，确保一混频器的线性度和避免放大器谐波组合干扰混频。接收机的前端噪声系数则由频段选择开关和预选器的插损大小以及LNA的噪声决定，根据表1的分析，混频器变频损耗小于10 dB时，为了避免后端混频本振相位噪声引起接收机噪声系数恶化，一混之前的电路增益需大于25 dB，考虑到全频段内全温工作范围，常温下LNA的增益最小为35 dB，噪声系数小于1.5 dB，算上开关滤波损耗，一混前电路增益设计为27 dB。一中选用高低两种中频以兼顾宽带一本振合成的工程实现难度，将0.2 GHz～6.4 GHz混频到高一中8.2±100 GHz，将6.4 GHz～12 GHz混频到低一中3.6±100 GHz；二中选择375 MHz输出，二本振则为两个固定的高低点频7.825 GHz和4.775 GHz，通过合适的频率流程，宽带一本振和二本振可以采用相同的鉴相器和VCO实现；三中则为140 MHz或者70 MHz低中频，满足不同用户需求。
宽带一本振采用单环PLL实现，输入频率50 MHz，VCO输出频率4 GHz～8 GHz，鉴相频率根据反馈环路上分频器和频率步进决定。VCO输出信号经过匹配放大后，再通过带通滤波器滤除谐波输出，进行二倍频放大滤波输出8.4 GHz～14.6 GHz信号。二本振采用与一本振相同的锁相环路直接经过衰减放大后滤波输出。三本振采用单环PLL作为DDS时钟信号频率，DDS 输出实现1 kHz步进的信号经过带通滤波放大后输出。 一本振PLL鉴相频率为1.25 MHz，总分频比N=6 720～12 480(已考虑环路外二倍频)，环路带宽设计为60 kHz，相位裕量50°。鉴相器根据不同的平台质量等级及国产化要求，以某星载平台要求，选择国产SF9702MQRH鉴相器，根据实测值其相噪基底为：-209 dBc/Hz@1 kHz，-215 dBc/Hz@10 kHz。当输出10.43 GHz时环路带内(1 kHz、10 kHz)相噪根据式(5)、式(6)工程简化后(忽略环路滤波器和VCO影响)计算如下：@1kHz：-209+10log(1.25 MHz)+20log8834=-69 dBc/Hz；@10 kHz：-215+10log(1.25 MHz)+20log8834=-75 dBc/Hz。100 kHz在环路带宽外，VCO相噪为-90 dBc/Hz@100 kHz，因VCO相噪优于环路基底，实际测试约为-84 dBc/Hz，经过二倍频后恶化6 dB，因此实际输出约为-78 dBc/Hz@100 kHz，以上计算结果与图8(a)宽带本振1在10 kHz和100 kHz实际测试结果基本一致。 5.2 本振相位噪声对宽带接收机噪声系数的影响
将图8(a)中的本振1和本振2分别作为图10(a)中宽带接收信道的一本振，分别测试其宽带中频375 MHz输出链路的噪声系数，其链路噪声系数仿真结果如表2所示(开关、滤波、放大器插损增益为典型值，混频器变频损耗和变频噪声系数为图8(b)测试值)，接收机增益设计典型值为48 dB，两种本振源下接收信道噪声系数仿真为4.2 dB和4.4 dB，实际测试结果如图11所示，因接收前端开关和滤波器插损值稍好于设计典型值，实际测试结果比仿真结果整体好0.2 dB，接收信道在两种不同的宽带一本振源下，噪声系数测试相差0.2 dB，与仿真结果一致。
本文根据相位噪声和噪声系数的定义，对振荡器相位噪声和接收机相位噪声进行了详细分析，得出宽带混频的相位噪声基本由宽带一本振的相位噪声决定，并且本振在近端500 kHz内的相位噪声恶化对变频噪声系数基本无影响，但远端1 MHz以外的噪声对变频噪声却有着重要影响。本文还根据噪声系数级联公式，计算了宽带接收机前端增益与变频噪声对级联噪声系数的影响，给出了高灵敏度的接收机前端，为了避免宽带本振的相位噪声引起链路噪声系数的恶化，在混频之前电路前端的增益需要大于30 dB的结论，对系统噪声系数设计具有重要指导意义。设计的一种通用的0.2 GHz～12 GHz超宽带大动态高灵敏度接收机，对两种近端60 kHz处相位噪声相差30 dB，1 M处相位噪声相差10 dB的宽带本振1和宽带本振2，其噪声系数影响测试结果只有0.2 dB，此接收信道配合不同的本振模块已经广泛应用于星载、航空、舰载和地面平台，噪声性能稳定，指标良好。 参考文献
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作者信息:
李夏琴
(中国西南电子技术研究所，四川 成都610036)
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