 任何一个网络都是呈现感性、容性和纯阻性三种状态，对于 LLC 网络而言同样存在以上三种状态，根据输入及负载变化由容性‐阻性‐感性而变化；如下图所示为 LLC 等效模型。 工作在纯阻性区域是我们理想的工作状态，因为阻性网络的品质因素最高，网络特性最好； 工作在容性区域的话电流超前于电压，对于前级开关管而言容易实现 ZCS 关断，这个区域比较适合 IGBT；工作在感性区域的话电压超前于电流，对于前级开关管而言容易实现 ZVS开通，这个区域比较适合 MOSFET； 对于中小功率电源而言普遍使用 MOSFET，因此常规 LLC 拓扑开关电源选择工作于感性区域。 LLC 网络存在两个电感一个电容， 也就是说存在两个谐振点， 一个是 Lr 和 Cr 的谐振点，另一个谐振点由 Lm， Cr 以及负载条件决定。负载加重，谐振频率将会升高。如下图， LLC 增益曲线图 在整个感性区域都能实现 ZVS，在 ZVS1 区不能实现次级整流管的 ZCS 关断，存在反向恢复问题；在 ZVS2 区可以实现次级整流管的 ZCS 关断，不存在反向恢复问题。因此对于选择网络工作于 ZVS1 还是 ZVS2 区域有不同看法。从理论上来讲工作于 ZVS2区域效率高于 ZVS1 区；总之越接近于谐振点（增益为 1）的工作点效率越高，同是兼顾短路性能等问题，建议工作点选择略大于谐振点（基于 LLC 短路问题靠增加频率来提高网络的等效阻抗来保护这一特性）。 LLC 工作在感性区域，因此开通是 ZVS，但关断即不是 ZVS 也不是 ZCS，是硬开关的，关断损耗不可避免，但对于 MOSFET 而言，开通损耗相对关断损耗大很多，对于 LLC 的 ZVS 而言是指开通时刻的 ZVS，因此可以大大降低开关损耗。 我们计算反激或者正激电路时都是使用母线电压来设计匝比， 但是 LLC 为何只使用母线电压的一半来计算匝比？在 LLC 上管开通的半个周期内母线给 LLC 网络输入能量，这个能量一部分直接传递给输出，另一部分储存在网络内，在下管开通的半个周期内，依靠谐振电容和谐振电感输出能量。所以只有上半个周期母线给网络输入了能量， 即时间的利用率是一半，等效于输入电压的利用率为 1/2。  LLC 半桥谐振电路中，根据这个谐振电容的不同联结方式，典型 LLC 谐振电路有两种连接方式，不同之处在于 LLC 谐振腔的连接，左图采用单谐振电容（Cr），其输入电流纹波和电流有效值较高，但布线简单，成本相对较低；右图采用分体谐振电容（C1, C2），其输入电流纹波和电流有效值较低， C1 和 C2 上分别只流过一半的有效值电流，且电容量仅为左图单谐振电容的一半。比较而言，分体谐振优势不大。
先说说集成谐振电感的方式，这种方式是利用变压器初级漏感来做谐振电感的，优点是体积小，成本低，缺点是漏感很难控制，和你的变压器绕法，初级匝数存在着紧密的联系，因此谐振参数不好调节，性能难做到最优；独立谐振电感的方式是通过外置一个谐振电感， 同时控制主变压器的漏感在很小的范围内，这样做的优点是容易调节谐振电感与励磁电感低比例，优化起来更灵活，容易调节到一个理想状态，缺点是增加了一个谐振电感增加体积，布线难度和成本；因此一般功率较小的电源都更愿意使用集成谐振电感，成本相对较低，性能要求不是很苛刻；功率大的更愿意使用外置谐振电感，性能容易优化。 弥勒电容（Cgd）对于 MOSFET 而言是寄生于栅极和漏极之间的电容，对于硬开关电路而言，驱动电流对 Cgs 和 Cgd 充电，并且开始开通，而在开通过程中， Vds 电压下降，所以Cgd 开始放电，故此时需较大的驱动电流要对 Cgd 充电，这会导致驱动电压波形出现一个短暂的平台，所谓的米勒平台。关断的时候， DS 电压急剧上升， DG 电容会流过电流对 GS 电容充电，引起二次导通。要消除开通时刻的弥勒效应，在开关管即将开通的时刻 DS 电压为零，即 ZVS。
对于 LLC 而言，开关管是 ZVS 开通的，因此对于功率稍大的可以直接并联开关管，不存在弥勒效应或者说将弥勒效应降到最低。 这里使用一个公式说明吧，
很显然，功率越大需要的谐振电容容量越大。 PWM 的控制器输出电压可调节范围可以做到很宽，只要供电正常,IC 就能做到输出电压范围很宽的电源，这对于做恒流款电源而言具有很大优势；LLC 是 PFM 控制方式的，只能通过更改频率实现输出电压的变化，由增益曲线图可以知道增益变化范围相对很小，要实现宽电压范围的输出特性不好实现，输出电压越低，工作频率越高，从而开关损耗，磁芯损耗都会加剧，因此到了一定程度下只能通过限制 IC 的最高工作频率而通过跳周期方式来降低增益，这样就增加了环路调节的难度，跳周期纹波不好控制，性能也不是最优，因此 LLC 不适合太宽范围的恒流输出。 ZVS前提就是电压超前于电流，所以要满足LLC整个负载范围内都处于感性区域，这个最基本的一个条件，还有一个条件往往被忽视。 要实现开关管的ZVS， 励磁电感峰值电流im 必须在死区时间内让即将开通开关管的结电容放电， 直至电量放完， 电压降到零。而已关断的开关管则同时将其结电容充电到输入电压。因此， 两个功率开关管要实现ZVS， 应满足如下的励磁电感峰值电流Ipk 与死区时间的关系：
其中， Vin 为输入总线电压， Cj 为MOSFET 的结电容（此处忽略电路布局的杂散电容）， tdead为死区时间 当电路工作于谐振频率，谐振网络电流为如图所示的正弦波。其中im 为励磁电流。在每半个开关周期结束时，励磁电流达到最大值，与谐振网络电流ir 相等。
励磁电感峰值电流可以得到：
其中Vo 为输出电压， T 为开关周期， Lm 为励磁电感。到Lm 的值应满足：
由不等式得到的最大的励磁电感Lm 可以保证开关管的ZVS，然而，小的Lm将增大MOSFET的开关损耗。由于这个被动Lm负载，可以保证在任何负载情况下都能工作在零电压开关状态下。 文章首尾冠名广告正式招商，功率器件，数字电源，新能源厂家都可合作，有意者加微信号1768359031详谈。 说明：本文来源网络；文中观点仅供分享交流，不代表本公众号立场，转载请注明出处，如涉及版权等问题，请您告知，我们将及时处理。 Please clik the advertisement and exit |
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