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1、共模抑制比（CMRR） 2、低容差电阻 3、高噪声增益 4、单电容滚降 5、运算放大器输入端之间的电容 大学里的电子学课程说明了理想运算放大器的应用，包括反相和同相放大器，然后将它们进行组合，构建差动放大器。经典四电阻差动放大器，如下图所示：  点击加载图片 该放大器的传递函数为：  点击加载图片 若R1=R3且R2=R4，则公式1简化为：  点击加载图片 经典的四电阻差分放大器似乎很简单，但其在电路中的性能却不佳。这种简化可以在教科书中看到，但现实中无法这样做，因为电阻永远不可能完全相等。此外，基本电路在其他方面的改变可产生意想不到的行为。 本文从实际生产设计出发，讨论了分立式电阻、滤波、交流共模抑制和高噪声增益的不足之处。 1、共模抑制比（CMRR） 差动放大器的一项重要功能是抑制两路输入的共模信号。如上图所示，假设V2为5V，V1为3V，则4V为共模输入。V2比共模电压高1V，而V1低1V。二者之差为2V，因此R2/R1的'理想'增益施加于2V。如果电阻非理想，则共模电压的一部分将被差动放大器放大，并作为V1和V2之间的有效电压差出现在VOUT，无法与真实信号相区别。 差动放大器抑制这一部分电压的能力称为共模抑制(CMR)。该参数可以表示为比率的形式(CMRR)，也可以转换为分贝(dB)。 在1991年的一篇文章中，RamónPallás-Areny和JohnWebster指出，假定运算放大器为理想运算放大器，则共模抑制可以表示为：  点击加载图片 其中： Ad为差动放大器的增益， t为电阻容差。 因此，在单位增益和1%电阻情况下，CMRR等于50V/V（或约为34dB）；在0.1%电阻情况下，CMRR等于500V/V（或约为54dB）——甚至假定运算放大器为理想器件，具有无限的共模抑制能力。若运算放大器的共模抑制能力足够高，则总CMRR受限于电阻匹配。某些低成本运算放大器具有60dB至70dB的最小CMRR，使计算更为复杂。 2、低容差电阻 对上图电路进行优化设计，如下所示：  点击加载图片 具有高噪声增益的低端检测 该设计为采用OP291的低端电流检测应用。R1至R4为分立式0.5%电阻。由Pallás-Areny文章中的公式可知，最佳CMR为64dB。幸运的是，共模电压离接地很近，因此CMR并非该应用中主要误差源。具有1%容差的电流检测电阻会产生1%误差，但该初始容差可以校准或调整。然而，由于工作范围超过80°C，因此必须考虑电阻的温度系数。 在举个例子，如下图所示：  点击加载图片 低端检测，示例2 该示例具有较低的噪声增益，但它使用3mV失调、10-µV/°C失调漂移和79dBCMR的低精度四通道运算放大器。在0A至3.6A范围内，要求达到±5mA精度。若采用±0.5%检测电阻，则要求的±0.14%精度便无法实现。若使用100mΩ电阻，则±5mA电流可产生±500µV压降。不幸的是，运算放大器随温度变化的失调电压要比测量值大十倍。哪怕VOS调整为零，50°C的温度变化就会耗尽全部误差预算。若噪声增益为13，则VOS的任何变化都将扩大13倍。为了改善性能，应使用零漂移运算放大器(比如AD8638,ADA4051,或ADA4528、薄膜电阻阵列以及精度更高的检测电阻。 3、高噪声增益 下图中的设计用来测量高端电流，其噪声增益为250。OP07C运算放大器的VOS最大额定值为150µV。最大误差为150µV×250=37.5mV。为了改善性能，采用ADA4638零漂移运算放大器。该器件在–40°C至+125°C温度范围内的额定失调电压为12.5µV。然而，由于高噪声增益，共模电压将非常接近检测电阻两端的电压。OP07C的输入电压范围(IVR)为2V，这表示输入电压必须至少比正电轨低2V。对于ADA4638而言，IVR=3V。  点击加载图片 高端电流检测 4、单电容滚降 下图中的示例稍为复杂，目前为止，所有的等式都针对电阻而言，但更准确的做法是，它们应当将阻抗考虑在内。在加入电容的情况下（无论是故意添加的电容或是寄生电容），交流CMRR均取决于目标频率下的阻抗比。若要滚降该示例中的频率响应，则可在反馈电阻两端添加电容C2，如通常会在反相运算放大器配置中做的那样。  点击加载图片 尝试创建低通响应 如需匹配阻抗比Z1=Z3和Z2=Z4，就必须添加电容C4。市场上很容易就能买到0.1%或更好的电阻，但哪怕是0.5%的电容售价都要高于1美元。极低频率下的阻抗可能无关紧要，但电容容差或PCB布局产生的两个运算放大器输入端0.5pF的差额可导致10kHz时交流CMR下降6dB。这在使用开关稳压器时显得尤为重要。 单芯片差动放大器(如AD8271,AD8274，或AD8276)具有好得多的交流CMRR性能，因为运算放大器的两路输入处于芯片上的可控环境下，且价格通常较分立式运算放大器和四个精密电阻更为便宜。 5、运算放大器输入端之间的电容 为了滚降差动放大器的响应，某些设计人员会尝试在两个运算放大器输入端之间添加电容C1以形成差分滤波器，如下图所示：  点击加载图片 输入电容降低高频反馈 这样做对于仪表放大器而言是可行的，但对于运算放大器却不可行。VOUT将会通过R2而上下移动，形成闭合环路。在直流时，这不会产生任何问题，并且电路的表现与等式2所描述的相一致。随着频率的增加，C1电抗下降。进入运算放大器输入端的反馈降低，从而导致增益上升。最终，运算放大器会在开环状态下工作，因为电容使输入短路。 在波特图上，运算放大器的开环增益在–20dB/dec处下降，但噪声增益在+20dB/dec处上升，形成–40dB/dec交越。正如控制系统课堂上所学到的，它必然产生振荡。一般而言，永远不要在运算放大器的输入端之间使用电容（极少数情况下例外，但本文不作讨论）。 无论是分立式或是单芯片，四电阻差动放大器的使用都非常广泛。为了获得稳定且值得投入生产的设计，应仔细考虑噪声增益、输入电压范围、阻抗比和失调电压规格。 |
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