【收藏】一文学会功率MOSFET

郎中骑 2022-07-02 发布于广西

展开全文

不想错过我的推送，记得右上角-查看公众号-设为星标，摘下星星送给我

MOSFET中文名为金属-氧化物半导体场效应晶体管，简称金氧半场效晶体管或MOS管，可以广泛使用在模拟电路与数字电路的场效晶体管。而功率MOSFET则指处于功率输出级的MOSFET器件，通常工作电流大于1A。

《电源小白到实战》系统课第8讲：功率MOSFET在开关电源中的应用。主要从以下几个方面介绍MOSFET：

1）半导体开关器件MOSFET的概述

2）常用的种类以及封装

3）MOSFET器件手册的关键参数的解读

4）在开关电源的设计开发中该如何去进行选型

5）MOSFET几种常见的失效模式以及对应的分析

6）新器件技术的发展与应用

点击图片观看视频

下拉文末，下载视频课件

以下是部分文字内容整理：

✦ 什么是功率MOSFET？有什么特点？

功率MOSFET是指通过采用垂直导电方式实现较大功率处理能力的场效应晶体管：

这种结构的栅极和源极在硅片的上表面，而漏极连接到衬底的下表面。源极和漏极在晶圆的相对平面。当导通时，电流在硅片内部垂直流动，这种结构可以充分利用硅片的面积，提高通过电流的能力。

MOSFET功率器件的特点有：

单极性器件，多子导电；开关速度可以很快，一般工作频率在几百K，在一些低压MOS甚至可以做到上M的频率；导通电阻Rdson具有正温度系数，所以在电路的应用中容易并联，对功率进行扩充；它是一种电压控制型器件，不像三极管是电流型的，同时它的输入电阻近似于无穷大，所以驱动容易，驱动损耗也比较小；内部沟道可双向导电，也就是电流可以从漏极到源极，也可以从源极到漏极；没有像IGBT那样电流集中的效应，所以安全工作范围比较宽。

✦ MOSFET器件关键参数

以IRLML6346为例, 它是一种SOT-23表贴型N通道30V/3.4A的MOSFET。

我们先看一下这个器件的极限值，这个表中提供了6个主要参数的绝对最大值，器件可以在这个值运行但是不能超过这个值，一旦超过这个值，器件就会发生损坏。

第一个是漏源电压Vds，30V，代表在漏源两端加的最大值是30V；

第二个是给出了两个漏极电流值Id，一个是背板温度在25度，漏极通流能力是3.4A，另外一个是背板温度在70度，漏极通流能力是2.7A。这里表示的电流不代表在运行的过程中能达到，如果背板温度到达这个值，将会使器件的结温达到最大值，而且漏极最大通流能力随着温度的升高而降低。

第三个是脉冲峰值Idm，功率MOS器件总的来说都有很强的峰值通流能力，连接管脚和芯片上的内部接线决定该极限值。在这里Idm电流值是17A，比漏源连续可导通的电流 Id 3.4A要大好几倍；

第四个就是器件的最大耗散功率Pd，比如在25度条件下，最大耗散功率为1.3W，消耗这个功率使衬底温度保持在25度是极大的挑战。衬底温度越高，能耗散的总耗散功率越低。比如在壳温70度情况下，这个耗散功率就降到0.8W了；下面这个线性降额因子表示温度每升高一度，耗散功率下降0.01W。很显然，如果衬底温度等于最大允许的结温时，也就没有功率可被耗散了。

第五个就是栅源之间的电压值Vgs，两者之间最大的压差不能超过±12V；

最后一个是器件所能承受最大的结温和存储温度，结温和存储温度是由器件厂商的质量部门经过广泛的可靠性测量后所指定的。超过所给出的温度将会使可靠性降低。

而MOSFET器件手册的电气特性参数更多，举几个比较重要的参数说：

Vdss是漏源之间的耐压，这里是30V
Rdson，器件的导通内阻
Vgsth是栅极门槛电压，这里是0.8V，也就是Vgs只有大于0.8V，漏源才会开始有电流通过；
Qg/Qgs/Qgd，我们比较关注的是Qg这个参数，它是栅极总的电荷，与驱动损耗的关系比较大；
寄生电容，一般考虑比较多的是输出电容Coss，特别是在LLC谐振电源中，这个参数非常重要。

在不同VDS条件下，Vgs和Qg对应的关系：驱动电压越高，Qg越大；然后栅极门槛电压Vgsth与温度之间的关系，温度越高，门槛值越低，所以在开关电源的设计中，一定要考虑高温条件下的驱动电压，否则容易出现误导通的情况，可靠性会受到影响。

最后一个我们来看一下MOS管体二极管的影响。

Is电流是体二极管连续可以导通的电流，最大值是1.3A；Ism是流过体二极管的脉冲电流，最大是17A；VSD是体二极管的正向压降，最大是1.2V。

这个图是体二极管反向恢复的示意图：

体二极管在由正向导通到截止状态时，它并不是立刻截止的，而是经过一段时间后才截止，这个时间就是反向恢复的时间，而在反向恢复这个时间段，需要充的电荷就是Qrr。同时它也反映了反向恢复带来的损耗问题，Qrr越大，代表损耗越大。

✦MOS管器件选型

关于器件选型，首先要确定对器件的需求，也就是想找什么样的MOS管，然后再根据实际电路、应用，按照关键参数进行筛选，并结合各个厂家的质量表现、器件系列的特点和市场口碑来确定最终的厂家以及型号。

下图是一个典型的常见AC/DC电源拓扑结构：

输入源是220V交流电压，经过桥式整流后的PFC电路进行功率因数的校准，然后再接一个DC/DC电路，DC/DC电路可以是多种多样，有反激拓扑、正激拓扑、移相全桥拓扑以及LLC谐振拓扑。在这里我选择比较常用的半桥LLC谐振拓扑结构，最后输出得到调制的电压。

这里用到的有Q1/Q2和Q3三个功率MOS管，其中Q1用于PFC电路，Q2和Q3用于半桥LLC电路。那么我们该如何选型？在选型中我们该考虑哪些参数？

首先，Q1用于PFC电路，一般母线电压为400V左右，那么我们可以选择600V或者650V的耐压，然后再根据功率的大小选择合适的通流能力的NMOS；另外，根据PFC的开关频率和功率大小也要对栅极电荷Qg和导通电阻Rdson进行折中的选择。相对来说，用于PFC电路的MOS管需要考虑的参数并没有那么多。

Q2和Q3用于半桥LLC拓扑结构，前级输入是PFC的母线电压400V，也是选择同等600V或者650V的耐压，但是LLC拓扑结构与PFC电路工作方式不一样，需要考虑的寄生参数比较多，接下来，将重点介绍在半桥LLC拓扑中选择MOS管该注意些什么。

LLC谐振拓扑最大的优势是可以实现MOS管的ZVS，大大提高电源的效率；左边是一个常见的不对称半桥LLC拓扑结构，右边是它对应的驱动电压波形以及VDS电压和IDS电流的波形。

VGS1和VGS2之间有个死区时间，主要作用是第一个防止Q1/Q2桥臂直通，第二个是实现MOS管的零电压开通。

我们可以到当这个红色驱动波形VGS2为高的时候，Q2的VDS2已经降到0了，这样就实现了Q2的零电压开通，大大降低了MOS管的开通损耗。

在驱动信号来临之际，MOS管的输出电容Coss的能量被完全抽走。那么输出电容Coss的能量被完全抽走，需要满足什么标准呢？

这个是它的等效电路图：

谐振电感在MOS管都关闭期间可以等效为一个电流源，Id,off的值就是在MOS管关断时的瞬时电流值。我们来看一下半桥中点A点的电压，它是这个表达式：

Vin是PFC母线电压，Vc是谐振电容Cr两端电压，Leq是谐振电感Lr和激磁电感Lm的和，Ceq是这个等效电路的等效电容。

为了保证Q1导通之前实现ZVS，则必须满足这个表达式；：

将表达式1和2联立，可以得到这个关系式：

也就是，要想实现MOS管的ZVS，则必须满足这个关系式。

下图是MOS管输出电容Coss在不同耐压情况下的变化：

Ceq随VDS电压变化而变化，并且不是一个恒定值。从上图中可以看到，等效电容在VDS<50V或VDS>350V时呈指数减小或增加。这是因为功率 MOSFET 的输出电容是随 VDS 增加或减少的主要贡献元件。

从下图中可以看到功率 MOSFET 中的电荷分布特性随 VDS 而变化。

因此，在考虑 ZVS 条件时，还必须考虑 Ceq 的变化，因为功率 MOSFET 输出电容的放电时间也受 Ceq 的影响。

这个是死区时间的影响：

A图是最好的，这时Vds刚好下降到零时来驱动信号，实现了比较好的ZVS效果；B图可以看到VDS无法下降到零，说明MOS管在关断时的激磁电流过小，无法将输出电容的能量完全抽走，所以需要增加关断时的谐振电流，可以通过减小变压器激磁电感来实现；C图是可以实现ZVS，但是死区时间过大，VDS电压又起来了，这个时候也会有开通损耗，所以需要减小死区时间。D图虽然也可以实现ZVS，但是死区时间还是过长，我们需要把死区时间减短一点，达到和A图一样的效果。

现在来看MOS管体二极管的影响：

这里的td是上下两个MOS管的死区时间，可以看到VGS,H信号变为低电平，L端Q1开关管两端的VDS电压会下降，此时下管Q2的输出电容Coss的能量被抽走，能量全部被抽走之后呢，Q2的体二极管导通；经过死区时间td之后，下管Q2的VGS,L信号由低变高，实现了ZVS，此时一小段时间电流依然为负，电流会同时走体二极管和沟道；当电流由负变为正之后，二极管反向偏置，电流的走向从MOS管的漏极到源极；然后当Q2的驱动信号VGS,L由高变低之后，此时下管Q2的输出电容Coss充电，上管Q1的输出电容Coss放电，为上管Q1实现ZVS创造条件。

因此，我们总结在选择MOS管时，要关注的三个比较重要的参数：

功率MOS管的死区时间Td，MOS管开通时的最大电流Id,max，以及下管Q2关断时的电流Id,off。其中死区时间和关断电流是实现ZVS的关键参数。

我们知道，当MOS管导通时，功率MOS管的导通电流与导通电阻Rdson的乘积就是功率MOS管的导通压降，如果这个压降太低或者没有正向电流，体二极管不能完全反向恢复或者进入反向恢复。当对应的MOS管开通时，电路会因为反向恢复电流的高di/dt而产生一个非常高的电压尖峰，从而可能损坏功率MOSFET。

在半桥LLC在启动时，对体二极管的影响也比较大。

在启动前，谐振电容Cr和输出电容Coss刚好是处于完全放电的状态。与正常工作状况相比，在启动过程中，这些空电容会使低端MOS管Q2的体二极管深度导通。因此流过开关Q2体二极管的反向恢复电流非常高，致使当高端MOS管Q1导通时，引起桥臂直通问题，Q1和Q2都会流过非常大的反向恢复尖峰电流，进而会产生比较高的尖峰电压。启动状态下，在体二极管反向恢复时，非常可能发生功率MOSFET的潜在失效。

现在我们来看一下过载情况下体二极管的影响。

这个是不同负载下半桥LLC谐振变换器的直流增益特性曲线。根据不同的工作频率和负载可以分为三个区域。右边是感性工作区域，可以实现功率MOS的ZVS，粉红色区域是ZCS区域，谐振电路的阻抗为容性，会出现电流超前于电压的情况。当在过载模式下，LLC的工作模式会从正常的感性区域移动到异常的容性区域，并且串联谐振变换器特性成为主导。这个时候开关电流增加，ZVS消失。ZCS最严重的缺点是开通时为硬开关，失去了软开关特性，这样会导致二极管反向恢复应力，此外还会增加开通损耗，产生严重的噪声或EMI。

当使用的MOSFET体二极管的反向恢复特性较差时，二极管关断会伴随非常大的dv/dt，因此在很大的di/dt条件下，会产生很高的反向恢复电流尖峰。这些尖峰会比稳态开关电流幅值大十倍以上。这个大电流会使MOSFET损耗大大增加、发热严重，极端情况下会损坏MOSFET，使整个电源系统失效。

另外一种更恶劣的情况是输出短路：

短路时，MOSFET导通电流非常高，理论上无限高的，工作频率也会降低。下面是在输出短路情况下实际测试的波形，以及仿真的波形，可以看到，实测波形和仿真波形几乎无差别。

因为发生短路时，谐振回路中激磁电感Lm被旁路。LLC谐振变换器可以简化为由Cr和Lr组成的谐振电路，短路时次级二极管在CCM模式下连续导通。短路状态下的工作模式几乎与过载状态下一样，短路的波形与过载下的电流波形也类似，但是短路状态更糟糕，因为流经开关体二极管的反向恢复电流更大。这样会使MOSFET结温更高，更容易失效。

针对以上容易失效的几种常见的工作模式，我们可以提出下面几种解决方案：