8.2 单片射频接收机电路拓扑结构8.2.1 接收机的技术要求接收机的功能是在强干扰和噪声存在的情况下，能成功解调所需要的信号。接收功率
是发射机与接收机之间的距离和周围环境的函数。因此，接收机输入端的射频功率在各个地点都互不相同，可以从几飞瓦（fW）到几微瓦（?W）
，这要求接收机系统应具有一个很大的动态范围。除了考虑大的动态范围和噪声之外，接收机还需要考虑把成本降到最低和把功耗降到最小。综合考
虑并权衡产品技术和经济因素之间的要求，成功的设计一个接收机系统非常具有挑战性。1．接收机的灵敏度接收机的灵敏度定义为：当接收机输出
端为解调提供了充分的信噪比（Signal-to-Noise，SN）时，接收机可检测到的最低可用信号功率。对于数字调制系统，由最小误
码率（Bit Error Rate，BER）确定所需信号的满意再生所需要的最小信噪比（Eb/No）。在信道有损失的情况下，利用计算
机仿真系统可以估算最小的Eb/No。接收机增加的最大噪声可以用仿真Eb/No、最小灵敏度（Smin）和信道带宽（B）计算出来。最小
可允许接收机噪声方程式可从噪声系数定义推导出。噪声系数定义如下：
（8.2.1）式中，F为噪声系数；(S/N)input和(S/N)output分别是接收机输入端和输出端
的信噪比（Signal-to-Noise Ratio，SNR）。 对于成功的信号检测，(S/N)output=Eb/No，Sinp
ut=Smin（灵敏度单位为dBm），并且Ninput=kTB（可用的热噪声功率基值），若以分贝表示，上述方程式变为
（8.2.2）式中，k是玻
耳兹曼常数；T是热力学温度；B是信道带宽。灵敏度的另一个测量参数是最小可检测信号（MDS）。在某些文献中，MDS依据噪声基值计算。
噪声基值Pnf关系式如下所示
（8.2.3）2．接收机的选择性接收机的选择性定义为：在邻近频率强干扰和信道阻塞的情况下，接收机满意提取所需信号的能力
。在多数电路拓扑结构中，中频信道选择滤波器的设计决定了接收机的选择性。接收机应该有足够的线性性能去处理可接收的失真信号。如果接收机
在频率选择和线性度上是不充分的，那么就会产生互调分量而降低所需信号的质量。一般地，失真度确定了接收机可处理的输入信号的最大功率。三
阶失真在很多接收机电路拓扑结构中显得特别重要，这是因为互调分量处于所要的信号中。通常用三阶输入截点IIP3来表述，可以从双音频测试
和规定的共信道抑制比（Co-Channel Rejection Ratio，CCRR）计算出三阶失真来。在测量互调失真的过程中，所
需信号的功率电平Psig（dBm）和不需要的各个信号Pud（dBm）（其中一个常常被调制）从技术规范中可查到。位于所需信道的不需要
的互调分量Pim3由下式计算：
（8.2.4）接收机的三阶截点由下式给出：
（8.2.5）对于压缩和失真的另一个有用定义是1dB压缩点P1dB。1dB压缩点定
义为：功率增益从理想点下降1dB的点。它大约等于
（8.2.6）3．接收机动态范围动态范围定义了接收机在检测噪声基值上的弱信号和处理无失真的最大信号的能力。用接
收机输入端的最大信号和最小信号的比定义接收机的动态范围。同一个接收机有不同的动态范围是正常的。当Smin设为较低的限制时，则较高的
限制取决于电路拓扑结构。无寄生动态范围（Spurious Free Dynamic Range，SFDR）和阻塞动态范围（Bloc
king Dynamic Range，BDR）是特别重要的。SFDR是以最大输入电平（三阶互调分量低于噪声基值）和最小可辨别信号S
min之间的比为基础的。 使用式（8.2.3）和式（8.2.5）求出的SFDR如下：
（8.2.7）BDR定义为上限信号P1dB与下限信号Smin之差。BD
R的数学表达式为 （8.
2.8）计算前端接收链的最大增益时，需要考虑最大可能的带内阻塞Pb1。这意味着最大增益是放大级之前的滤波器的函数。 如果解调器输入
端需要的信号是Preq，那么最大增益由下式给出：
（8.2.9）最大可应用信号P sig(max) 决定最小增益。计算最小增益的等式为
（8.2.10）
4．混频器限制接收机动态范围的另一个重要部分是混频器。本机振荡器（Local Oscillator，LO）相位噪声把不需要的干扰传
输到所需要的信号上，这将导致接收机输出端SNR的下降。因此，振荡器必须设计为低相位噪声，这样才能达到在最差的阻塞状况下，仍能产生低
于接收机噪声基值的噪声边带。 振荡器要求的相位噪声如下：
（8.2.11）接收机的设计要求以最小成本及功率来接收和处理信号。单片射频接收机电路可以减
少接收机系统的尺寸、成本和功率。近年来单片射频接收机电路研究出各种各样的拓扑结构，每种都有其优点和缺点。8.2.2 超外差接收机
电路拓扑结构超外差接收机双变频电路拓扑结构如图8.2.1所示，位于低噪声放大器（Low Noise Amplifier，LNA）前
面的片外RF（射频）滤波器用于衰减带外信号和镜像干扰。使用可调的本机振荡器（LO），全部频谱可被下变频到一个固定的中频（Inter
mediate Frequency，IF）。在下变频电路模块之前使用一个片外镜像干扰抑制滤波器（IR Filter），可以使镜像干
扰被大大削弱。在下变频之后使用片外中频滤波器可以正常进行信道选择，也可以降低对后面各个模块的动态范围要求。在确定接收机的选择性和灵
敏度方面，中频的选择是很重要的。第二下变频通常是正交的，以使同相和正交（I和Q）信号的数字处理变得容易。超外差电路拓扑结构被认为是
最可靠的接收机拓扑结构，因为通过适当地选择中频和滤波器可以获得极佳的选择性和灵敏度。由于有多个变频级，DC（直流）补偿和泄漏问题不
会降低接收机的性能。镜像干扰抑制和信道选择所需要的片外高Q带通滤波器增大了成本和尺寸。由于在第一中频分级实现信道选择，所以要求本机
振荡器（LO）具有一个外部缓冲器，以得到较好的相位噪声性能。图8.2.1 超外差接收机双变频电路拓扑结构8.2.3 零中频接收
机电路拓扑结构 为消除片外元件，促使零中频接收机电路拓扑结构的出现。零中频接收机电路拓扑结构如图8.2.2所示。 图8.2.2
零中频接收机电路拓扑结构这是一个用于直接序列扩频系统的直接变频（零中频，Zero-IF architecture）接收机，该系统包
括锁相环（Phase Locked Loop，PLL）、接收信号强度指示器（Received Signal Strength In
dicator，RSSI）和片上滤波器。完成频域内相应的下变频处理过程。在该拓扑结构中，全部射频频谱下变频到DC（直流）。高滚降低
通滤波器（High Roll-off Low-Pass Filter，LPF）用来实现信道选择。该拓扑结构消除了镜像干扰问题，因此
无须使用外部高Q镜像干扰抑制滤波器。正交下变频产生I和Q信号以便进一步的信号处理。零中频结构消除片外元件，使得该电路拓扑结构更具集
成性。因为镜像干扰信号的功率电平等于或小于所需信号，该电路拓扑结构要求较低的镜像干扰抑制，并且镜像干扰抑制滤波要在片内完成。 由于
只有一个本振用于下变频信号，所以减少了混频处理。总之，该电路拓扑结构在节约成本、减小芯片面积和功耗方面是极佳的。然而，由于随时间而
改变的DC补偿、本振泄漏和闪烁噪声引起的问题会妨碍信号的检测。通过使用适当的数字信号处理器（DSP）或自动归零功能，DC补偿问题可
以得到纠正。采用高线性混频器可避免失真。该电路拓扑结构也易于导致二阶互调失真分量（IM2）。类似于超外差电路拓扑结构，该电路拓扑结
构要求可变的高频本振以实现信道选择。该电路拓扑结构已经成功地应用于需要很少DC能量的调制方案中，例如过调制的频移键控（FSK）寻呼
系统。8.2.4 低中频接收机电路拓扑结构集成的片上带通滤波的概念引出了低中频接收机（Low-IF receivers）拓扑结构
。在该电路拓扑结构中，中频处于较低频率（典型为几百kHz），因此需要低Q信道选择滤波器。图8.2.3给出了2.4GHz蓝牙接收机所
采用的低中频电路拓扑结构。该结构可以完成相应的频域下变频处理。射频频谱首先被多相滤波器放大并滤波，在滤波器输出端产生综合信号。该滤
波器对于正频率为全通滤波器，对于负频率为带阻滤波器。该信号随后下变频到正交低中频IF，典型的IF频率是1/2个信道带宽。该正交下变
频处理利用了综合混频器。综合混频器只混合正射频频率和一个负本振频率，因此实现了主动的镜像干扰抑制。图8.2.3 低中频接收机电路
拓扑结构低中频电路拓扑结构适于射频集成电路，因为在混频器之后使用低Q带通滤波器就可以实现镜像干扰抑制和信道选择。不像零中频电路拓扑
结构，低中频对于寄生的DC补偿、本振泄漏和IM2是不敏感的。低中频也能灵活地以多种方式处理信号。由于在片上进行I和Q发生器之间的匹
配，该电路拓扑结构的镜像干扰抑制（40dB）功能是有限的。在信号路径中采用非对称多相滤波器以加强镜像干扰抑制，这会产生插入损耗并引
起噪声。如果没有适当的预滤波，模/数（A/D）转换器上的动态范围和分辨率要求会大大增加。此外，当该拓扑结构用于宽信道带宽应用时，会
导致电流消耗的增加。另外，还需要良好相位噪声的可变频率的高频本振，增加了频率合成器的设计难度。 8.2.5 宽带双中频接收机电路
拓扑结构 宽带双中频接收机将零中频和外差电路拓扑结构结合起来以优化功耗和性能，功能框图如图8.2.4所示。它可完成相应的下变频过程
。该方法类似于超外差电路拓扑结构，使用多个中频级，第一中频处于高频（几百MHz）。使用固定的本机振荡器LO1将全部射频频谱首先下变
频到一个高中频。通常，LO1频率在应用频段之外，所以在天线之后的片外射频滤波器也作为镜像干扰抑制滤波器使用。下变频信号通过低通滤波
器之后，采用一个可实现主动的镜像干扰抑制的综合混频器将所需信号下变频到DC。使用可变的本机振荡器LO2选择所需信道。图8.2.4
宽带双中频接收机电路拓扑结构该方法有利于集成，可降低成本。而且，固定的LO1使低相位噪声高频合成器的设计容易，并可以降低功耗。因
为第一中频固定为高频，所以反馈分频器要求较低的分频比。因此，能改进LO1的整体相位噪声性能。该拓扑结构尽管不存在本振泄漏问题，但仍
然没有解决DC补偿和IM2失真问题。在中频和射频之间，该电路拓扑结构也存在信号串扰现象，因此使用低通滤波器进行信道选择，而不使用电
流消耗大的带通滤波器，从而可得到55dB的镜像干扰抑制。8.2.6 亚采样接收机电路拓扑结构基于带通采样原理的中频亚采样接收机系
统如图8.2.5所示。在中频的亚采样接收机系统中，采样电路代替零中频接收机电路拓扑结构中的混频器。射频信号以基带信号的奈奎斯特速率
进行采样。下面的等式给出带通采样产生的频谱镜像：
（8.2.12）式中，k是整数常数，?i是频谱镜像点；在亚采样零中频电路拓扑结构中?i=0，?samp和
?c分别是采样频率和载波频率。图8.2.5 亚采样接收机电路拓扑结构该电路拓扑结构很适于射频集成电路，特别是在CMOS技术中，将
一个复杂的下变频处理简化为一个简单的采样操作。因为采样所需频率低于载波频率，使振荡器设计变得很简单并且功耗也较低。该结构需要关注的
问题之一是噪声混淆。由于噪声功率提高了2k倍，这需要使用片外带通噪声滤波器，而采样时钟上的抖动放大了k2倍，导致了所需信道的干扰。
该结构的另一个未解决的问题是时钟馈通和运算放大器设置时间不足。这些因素不能使干扰充分衰减，因此要求A/D有一个大的动态范围。由于?
c和?samp成比例，使得更高频的低功率亚采样电路拓扑结构很难设计。8.2.7 数字中频接收机电路拓扑结构在数字中频接收机电路拓
扑结构中，混频和滤波可以在数字域中实现，超外差、低中频和零中频电路拓扑结构中的中频级可以数字化。数字中频的使用避免了I和Q之间的不
均衡，实现了完美的镜像干扰抑制。然而，该电路拓扑结构需要高性能的A/D，因此，提高了整个接收机的电流消耗。图8.2.6中的低中频数
字接收机电路拓扑结构可以使用带通?-?转换器以降低A/D的性能要求。?-?的带通属性同时实现采样和滤波功能。在高频A/D的设计方面
，数字中频仍然是一个活跃的研究领域。图8.2.6 低中频数字接收机电路拓扑结构8.2.8 RAKE接收机电路拓扑结构RAKE接
收技术是CDMA蜂窝移动通信系统中的关键技术之—。一个简化的RAKE接收机电路拓扑结构如图8.2.7所示。在无线通信中，发射信号要
经直射、反射、散射等多条传播路径到达接收端，RAKE接收机对每个路径使用一个相关接收机，收集所有接收路径上的信号，各相关接收机与被
接收信号的一个延迟形式相关，然后对每个相关器的输出进行加权，并把加权后的输出相加合成一个输出，以提供优于单路相关器的信号检测，然后
在此基础上进行解调和判决。图8.2.7 一个简化的RAKE接收机电路拓扑结构在多径时延未知时，最简单的多径分集方式是采用检测后积分的方法，即在接收机检测器后面设置一个积分时间等于多径扩展?M秒的积分器，一个检测后积分（Post Detection Integration，PDI）多径接收机电路拓扑结构，如图8.2.8所示。图8.2.8 PDI多径接收机电路拓扑结构对于IS－95CDMA系统，基站中的RAKE接收机有4个并行相关器和2个搜索相关器组成。基站接收机无法得到多径信号的相位信息，一般采用非相关最大比值合并准则；而移动台中的RAKE接收机由3个并行相关器和一个搜索相关器组成，它可利用基站发送的导频信号估计出多径信号的相位、到达时刻和强度参数。一个并行相关RAKE接收机电路拓扑结构如图8.2.11所示，图中的搜索器作用是搜索所有多径，估计出多径的相位、到达时刻和强度参数，并从中选出三路最强的多径信号供相关器进行处理，然后再合并。 图8.2.11 一个并行相关RAKE接收机电路拓扑结构 |
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