3.2.5 D类射频功率放大器电路 B、C类射频功率放大器是通过减小功率管的导通时间，即减小导通角?来提高效率?的。但是，?的减小是有限度
的。因为?减小时，虽效率?提高了，但基波振幅Icm却减小了，从而使输出功率下降，二者相互制约。从上述分析中可以看出，功率消耗在管子
上的原因是集电极电流iC流过功率管时，功率管集射极间电压uCE不为零。功率管的管耗PT为
（3.2.15） 由式（3.2.15）可知，功
率管导通期间iC?0，若uCE=0，则PT=0。功率管截止期间若uCE?0， iC=0，则同样有PT=0。管耗PT为零以后，效率?
就可以达到100％。D类射频功率放大器电路的基本设计思想是，要求功率管在导通时，饱和管压降为零；截止时，流过功率管的电流为零。显然
，这时的功率管处于开关工作状态，而A、B、C类射频功率放大器的功率管处于放大工作状态。D类射频功率放大器可分为电压型D类放大器和电
流型D类放大器两种形式。电压型D类放大器的集电极电压为矩形波。电流型D类放大器的集电极电流为矩形波。晶体管D类射频功率放大器的典型
电路结构和波形如图3.2.6所示，两个性能基本相同的晶体管连接成推挽形式，它们分别由两个同名端相反的变压器激励，输出通过LC串联谐
振回路接到负载RL上。 与B类推挽功放不同的是，输入信号ui为方波形式，功率管导通时为饱和导通，导通时管子两端的电压为饱和压降VC
ES。在输入信号ui的作用下，两管轮流导通。A点的电压波形和频率与输入信号ui相同，也为方波形式，如图3.2.6（b）所示，该电路
为电压型D类放大器。A点电压uA(t)的基波分量uA1(t)为
（3.2.16）uA1 (t)作为LCRL串联回路的信号源，LC谐振于输入信号的频率，如果回
路的有载Q值足够大，则负载电流iL应为基波电流。 忽略LC的损耗（设其空载Q0值很大），则有
（3.2.17）负载电流iL是由晶体管VT1和V
T2分别导通时的集电极电流iC1和iC2反向合成而得，即iL=iC1?iC2。负载电流iL的幅度ILm与iC1和iC2电流脉冲的幅
度相同。放大器输出到负载RL上的功率Po为
（3.2.18）流过电源VCC的直流电流为晶体管VT1的集电极电流iC1的平均分量，其平均电流Idc为
（3.2.19）电源供给功率Pdc为
（3.2.20）则集电极效率?C为
（3.2.21）由式（3.2.21）可以看出
，晶体管饱和压降VCES越小，电源电压VCC越高，则效率就越高。 晶体管D类射频放大器在应用时有两个问题需要注意，一是晶体管的饱和
压降会随频率的升高而增大。另一个问题是晶体管的开关时间。当输入电压发生跳变使晶体管导通时，晶体管的输出电流iC存在一个延迟时间td
和上升时间tr ；而当输入电压跳变使晶体管截止时，输出电流iC存在一个存储时间ts和下降时间tf。当晶体管的这些开关延迟时间与信号
的周期相比变得不可忽略，两只晶体管的轮流导通、截止变得不理想，而且在开关转换瞬间，可能会出现同时导通或同时截止的现象。这样，一方面
会增加损耗降低效率，另一方面也会增大管子损坏机率。晶体管的开关时间限制了D类射频放大器工作频率和效率的提高。图3.2.6中的晶体管
也可以采用两只FET功率管代替，组成FET D类射频功率放大器电路。功率管可采用N沟道增强型MOS场效应管（NEMOSFET），V
GS(th) ＞0。对于功率管NEMOSFET，导通时漏源极间仅有一个很小的导通电阻Ron，因此VDS≈0；而截止时基本上是iD=
0，接近理想开关状态。D类射频功率放大器采用单电源双管工作时，由于LC串联回路中的电容C不足够大，很难在VT1截止以后给VT2供电
，并促使VT2饱和。若改为双电源供电，则又增加了电路的复杂性。同时，由于功率管极间电容和电路中的分布电容，将使功率管在导通至截止和
截止至导通的开关转换期间uDS（或uCE）和iD（或iC）均不为零，从而使实际的效率降低。3.2.6 E类射频功率放大器电路 E
类射频功率放大器电路的设计思想是：① 功率管截止时，使集电极电压uCE的上升沿延迟到集电极电流iC=0以后才开始；② 功率管导通时
，迫使uCE=0以后，才开始出现集电极电流iC，使功率管从导通至截止或从截止至导通的开关期间，功率管的功耗最小。因此，在图3.2.
7中功率管集电极并联一只电容C1，由C1来满足功率管的开关要求。图中L2、C2为串联谐振回路，Q值应足够高。集电极扼流圈电感L1应
足够大，使流经过它的电流ICC恒定。Co为功率管的输出电容。 图3.2.7 采用单管开关工作的E类射频功率放大器电路E类射频功率
放大器的输出功率Po、电源供给功率Pdc、效率?和电容C1的数值，可以用如下经验公式计算，即100％ （理想状态） 3.2.7
射频功率放大器电路的阻抗匹配网络 1．阻抗匹配网络的基本要求在射频功率放大器中，阻抗匹配网络是为了实现有效的能量传输，阻抗匹配网络
介于功率管和负载之间，如图3.2.8所示。图中负载可以是天线网络，也可以是后级功放输入电路的输入阻抗。对阻抗匹配网络的基本要求是：
① 将负载阻抗变换为与功放管要求相匹配的负载阻抗，以保证射频功放管能输出最大的功率；② 能滤除不需要的各次谐波分量，以保证负载上能
获得所需频率的射频功率；③ 网络的功率传输效率要尽可能高，即匹配网络的损耗要小。常用的射频功率放大器匹配网络有L型、?型和T型，有
时也采用电感耦合匹配网络。图3.2.8 阻抗匹配网络的连接2．L型匹配网络L型匹配网络的基本形式如图3.2.9所示。图中X1通常
为电容元件，而X2则为电感元件。图3.2.9 L型匹配网络的基本形式RL到RS的精确匹配只能在特定的频率f0处实现，在特定频率f
0处，L型匹配网络中各元件的关系如下，即 这种匹配网络结构简单，但只适用于RS＞R
L的情况。而且，当RS和RL给定以后，Qe值也就确定了，因此无法调整。3．?型匹配网络?型匹配网络如图3.2.10所示。串联支路X
L为电感元件L，并联支路XC1、XC2为电容元件C。图3.2.10 ?型匹配网络在某一特定频率范围内，可得出?型匹配网络的设计关
系式为在工作频率较高时，必须将射频功率管的输出电容Co考虑在匹配网络内。这时XC1内应包含Co的容抗，计算C1值时也应减去Co值。
4．T型匹配网络T型匹配网络如图3.2.11所示，三个电抗元件接成“T”字型结构。图3.2.11 T型匹配网络T型网络也可以看
成两个L型网络串接组成，但分解时必须注意到这两个L型网络的串联支路和并联支路的电抗必须是异性的，如图3.2.12所示。 将分解成两
个L型匹配网络串接以后，就可以用L型网络的分析方法推导出T型匹配网络的设计关系式。通过分析可得到T型匹配网络设计关系式。图3.2.
12 T型网络的分解 对图3.2.12（a）所示网络，有对图3.2.12（b）网络，有上述?型和T型匹配网络都可以看成L型匹配网
络的串接组合网络，这种L型网络既有阻抗变换作用，又有阻抗补偿特性，因此被广泛采用在射频功率放大器的匹配网络中。 5．传输线变压器匹
配网络（1）传输线变压器结构与等效电路射频信号能量在传输线中是利用传输线的分布电容及导线电感以电磁场的方式进行传输的。将传输线绕在
一个高导磁率（如镍锌100～400）的铁氧体磁心上，即可构成一个传输线变压器，如图3.2.13（a）所示。信号源uS接在传输线的始
端，负载RL接在末端。 传输线变压器的特性阻抗ZC是由它的结构决定的。当负载电阻RL=ZC时，传输线处于行波状态，传输线始端的输入
阻抗Ri=ZC。若不计传输线的损耗，则可以忽略沿线传输能量的衰减。当传输线长度满足小于1/8波长的条件时，可以忽略沿线传输相位的变
化。在满足以上条件时，可以近似认为传输线变压器的始端电压等于终端电压，即u1=u2；两传输线电流相等，方向相反，即I1=I2，如图
3.2.13（b）所示。传输线变压器在高频时以传输线的方式传输能量，传输线变压器的上限频率受传输线线长L的限制，应满足
，否则应考虑传输过程中的损耗和相移。 （2）传输线变压器的阻抗变换传输线变压器也可以用来进行阻抗变换。由于传输线变压器的
初、次级绕组的匝数是相同的，它不能像普通变压器那样通过改变匝数比来进行阻抗变换，只能通过改变线路的接法来实现一些特定阻抗的变换，常
用的阻抗变换形式有1:4与4:1，1:9与9:1，以及1:16与16:1。利用传输线变压器，在信号源与负载间实现4:1阻抗变换的电
路如图3.2.14所示。 图3.2.14 4:1阻抗变换的电路图中，传输线两端电压为u，传输线中的电流均为I。在信号源端，电压u
i=u+uL=2u，电流Ii=I，RS=Rin。在负载RL端，电压uL=u，电流IL=2I=2Ii 。由此可推出可见，图3.2.1
4可实现信号源与负载间的4:1阻抗变换。从图3.2.14可见，传输线的特性阻抗为 （3.2.44）由此可推出 （3.2.45）从上面的分析可见，传输线变压器构成的阻抗变换器只能够实现一些特殊比例的阻抗变换。（3）传输线变压器的阻抗变换组态形式一些常用的传输线变压器构成的阻抗变换器形式如图3.2.15所示。 |
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