MOS驱动电路的栅极电阻设计

常见的MOS驱动电路如下图：其中Rg为栅极电阻，LK为驱动回路的寄生电感，一般几十nH，Rpd为泄放电阻，一般取值10K~几十K，Cgs，Cgd，Cds为三个寄生电容。

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导通栅极电阻估算

    栅极电阻下限值不能太小，主要目的为提供足够的阻尼，来阻止开通瞬间LC振荡（慢开，较低的di/dton），即

    对于单管，假设Lk=100nH，Cgs=10nF，则Rg≥6.3Ohm，寄生电感越大，需要的栅极电阻越大，一般都能够满足。

    导通电阻上限值受限于Ig与Qg：

    其中RDV为驱动IC内阻，Isource为驱动器拉电流，对于单管，假设tsw=500ns，Qg=80nC，Isource=2A则Ig(avr)=0.16A，Rtotal=10V/0.16A=62.5Ohm，RDRV(ON)=13V/2A=6.5Ohm，则导通电阻Rg≤62.5-6.5=56Ohm。

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关断栅极电阻估算

实际设计时，一般先计算得到Rg下限，然后再通过实验得到真实下限。输入Cgs推荐使用外部电容，电容越大，Rg则可以越小。关断栅极电阻的上限值取决于：防止MOS关断时产生较大的关断输出电压斜率dv/dtoff（Cgd产生反馈电流Idg流经Rg），使得MOS再次误导通（快关）。即Cgd越大、dv/dt越大，Rg要求越小。

    Cgd在芯片手册中可查，dv/dt可以由手册中计算得到，假设dv/dt=5*10^9 V/s，假设Vth=3V，Cgd=7pF，关断栅极电阻Rg≤3V/(7pF*10^9 V/s)=42.8Ohm。

    通常情况下，Rg的取值一般<100 Ohm，需要根据损耗进一步优化。当Rg越大，开通关断时间越长，开关时刻的电压电流交叠时间Tp越久，开关损耗越大。因此为了保证效率，Rg应越小越好。但是外部驱动电阻过小也会导致驱动过大损坏IGBT或MOS，因此开通电阻下限取决于di/dt，关断电阻上限取决于dv/dt，如下图所示，随着Rg增大，dv/dt与di/dt均会减小。

    推荐使用外部门级电容Cgs/Cge，可以降低Rg的同时缩短米勒平台时间。

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根据驱动能力估算

驱动器所需拉电流估算：

当tSW/ON=800ns时，Isource=0.39A。

当tSW/ON=1200ns时，Isource=0.26A。

假设Qg=210nC情况下，拉电流Isource≥0.28A时，tSW/ON约为1125ns。

驱动器所需灌电流估算：

当tSW/OFF=600ns时，Isink=0.53A。

当tSW/OFF=800ns时，Isink=0.39A。

假设Qg=210nC情况下，灌电流Isink≥0.43A时，tSW/OFF约为700ns。

由上述公式，我们可以反向推导驱动电阻：

Ipeak：MOS外围电路允许的最大驱动电流。

ΔUge：最大驱动电压-最小驱动电压。

Rgext：外部栅极电阻，Rgint：内部电阻。

假设ΔUge=9V，Ipeak=0.28A，则单管电路允许的最大电阻Rg~=24Ohm。

假设ΔUge=9V，Ipeak=0.43A，则单管电路允许的最大电阻Rg~=15Ohm。

由上述可知，在开通tSW/ON约为1125ns ，tSW/OFF约为700ns情况下，估算开通Rg应≤24Ohm且≥6.3Ohm，关断Rg应≤15Ohm。

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Rg功率容量确定

    驱动平均电流计算时，我们可以把门级的电流波近似为三角波，三角波的持续时间为：

假设Qg=210nC，Ipeak=0.43A时，则t=976ns。设器件的开关频率为f，一个开关周期为T，则驱动电流的有效值为：

假设T=62.5us，则Irms=31mA，当Rg=10Ohm时，E=I*I*R~=1/100W，预留10倍裕量，则可以选用0603封装电阻（1/10W）。当大于5管并联时，需要考虑电阻的最大峰值电流，则可以选用1206封装电阻（2~10A）。

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总结

    

    在驱动电阻设计过程中，我们可以总结以上公式计算结果，计算得到所需Rg，再根据实测动态调整最终Rg。

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参考文献

[1].Paralleling power MOSFETs in high current applications - INFINEON

[2].MOSFET-Application-Handbook - NXP