开关电源拓扑(7)

Panit 2023-08-24 发布于湖南

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（摘自立创开源硬件平台：https:///article/kai-guan-dian-yuan-ta-pu-4-LLCban-qiao-ta-pu）

第一部分：基础知识

谐振的条件(LLC工作于感性还是容性推导的基础)

谐振的定义：在含有电阻、电感和电容的交流电路中，电路两端电压与其电流一般是不同相的，若调节电路参数或电源频率使电流与电源电压同相，电路呈电阻性，称这时电路的工作状态为谐振。

1. 串联谐振

在电阻、电感及电容所组成的串联电路内，当容抗Xc与感抗Xl相等时，即Xc=Xl，电路中的电压与电流的相位相同，电路呈现纯电阻性，这种现象叫串联谐振。当电路发生串联谐振时电路中总阻抗最小，电流将达到最大值。

串联振荡回路电抗与频率的关系：

由此图可知，在振荡频率大于谐振频率的时候呈感性，振荡频率小于谐振频率的时候呈容性。

2. 并联谐振

在电感和电容并联的电路中，当电容的大小恰恰使电路中的电压与电流同相位，即电源电能全部为电阻消耗，成为电阻电路时，叫作并联谐振。并联谐振是一种完全的补偿，电源无需提供无功功率，只提供电阻所需要的有功功率。谐振时，电路的总电流最小，而支路的电流往往大于电路的总电流，因此，并联谐振也称为电流谐振。

发生并联谐振时，在电感和电容元件中流过很大的电流，因此会造成电路的熔断器熔断或烧毁电气设备的事故；但在无线电工程中往往用来选择信号和消除干扰。

谐振的波形(理解ZVS,ZCS,LLC工作原理，工作波形原理的基础)

1. 串联谐振

2. 并联谐振

利用everycircuit进行仿真，可以很直观的看出谐振波形，这里采用的是没有任何损耗的电路，就会是理想的纯正弦波，如果说想要符合现实一点，可以加一个电阻进去，串联并联任意，现象如上，电流和电压都是正弦波的形式，在后面分析LLC的时候很重要。

零电压开关和零电流开关的作用(LLC谐振解决的开关损耗的问题)

对于普通的拓扑而言，在开关管开关时，MOS管的DS间的电压与电流产生交叠，因此就产生了开关损耗和关断损耗，如下图所示：

为了减小开关时的交叠，就使用零电压开关(ZVS)和零电流开关(ZCS)两种软开关的方法。

ZCS:使MOS管的电流在开通时保持为0，在关断前降到0。
ZVS:使MOS管的电压在开通前降到0，在关断时保持为0。

总结一下，零电压开关解决的是MOS管的电压与电流交叠导致的开关损耗和电容性损耗，另外还有一部分损耗是二极管的反向恢复造成的，这就是利用同步整流来解决。

零电压开关(LLC谐振网络波形分析的基础)

典型的零电压开关由一个开关和一个二极管和谐振电容Cr并联，再一起串联一个电感而成；能量由电压源提供。电路与波形如下(注意Vswitch的电压是开关两端的电压)：

当开关导通的时候，线性电流流过电感，电流线性上升；当开关断开的时候，储存在电感中的能量流入谐振电容，并给谐振电容充电，此时电容和开关之间产生了正弦的电压，正弦电压处于正半周(注意Vswitch的方向，是从下往上的)时，电流流向为电容负端->二极管->电容正端，二极管正向导通；而当正弦电压处于负半周时，由于电感的升压作用，让电感输出的电压大于电源电压，令电流流向为电容正端->电感->电源->地，二极管反向截止，由于是理想情况，电阻几乎为0，电流流向十分顺畅，就不会产生电压了，此时电压的负半周为0，那么在这个负半周的期间，开关的电流和电压都为0，如果在这个时候将开关再导通，即使会有关断时间，它也没有任何导通损耗了。

但是要注意关断损耗仍然存在。

零电流开关(LLC谐振网络波形分析的基础)

典型的零电流开关由开关S和谐振电感Lres串联,再一起并联谐振电容Cres；能量由电流源提供。电路与波形如下(注意Vswitch的电压是开关两端的电压)：

当开关导通时，谐振电容被一个或多或少恒定的电流充电，因此通过它的电压线性上升；当开关断开时，储存在电容中的能量被转移到电感中，此时电容相当于一个电源，上正下负并导致正弦电流在开关中流动。在正半周期间，电流无法流过二极管，此时二极管反向截止，在负半周期间，电流流过二极管，此时二极管正向导通，在这个期间就没有电流，电压流过开关，如果在这个时候将开关再导通，那么它就没有任何导通损耗了。

MOS管的开关特性(MOS实现ZVS)

由于MOS管在导通状态下，是存在一定的导通电阻的，并且这个电阻很小，所以它能以极低的压降传导小电流。

MOS管可以被建模为一个串联电阻跟并联电容的理想开关，就像上图一样，在每次导通的时候，并联电容就会通过电阻放电，损失(0.5*Cout*Vps)的能量。零电流开关中的MOS管必须在高Vds的情况下导通，并且会有电容开关损失，也就是容性损耗。此外，开关中的无功过流会很高，由于MOS管在过流的情况下表现不好，就会导致很高的导通损耗。因此，MOS管不适合作零电流开关。

在零电压开关中，MOS管导通的时候Vds刚好为0，漏极和源极之间没有任何电压，因此没有电容开关损失，也没有无功过流，导通损耗没那么严重，但由于MOS管断开的时候电流是会被关闭的，但因为MOS管的开关间隔很小，关断损失不会很大。

第二部分：为什么使用谐振变换器

为了实现ZVS或者ZCS这种软开关，最早的时候采用的使有损缓冲电路的技术来实现的，它将开关损耗转移到缓冲电路中消耗掉,从而改善开关管的工作条件，而这种方法对变换器的效率没有提高,甚至会使效率降低。

目前所流行的软开关技术不再采用有损缓冲电路，而采用谐振技术。谐振变换器之所以得到重视和研究，是因为在谐振时电流或电压周期性过零，利用这一点实现软开关，当开关发生的时候没有电流或者电压通过它，也就是之前提到的零电压开关和零电流开关，降低了开关损耗，提高功率变换器的效率。

第三部分：谐振变换器的分类

根据谐振元件的工作特性分类：

全谐振变换器：它的谐振元件一直谐振工作，并且主要由开关网络和谐振槽路组成,它使得流过开关管的电流变为正弦而不是方波,然后设法使开关管在某一时刻导通,实现零电压或零电流开关。
准谐振变换器：它的谐振元件只参与能量变换的某一个阶段,不是全程参与。
零开关PWM变换器：它是在准谐振的基础上加入一个辅助开关管,来控制谐振元件的谐振过程。
零转换PWM变换器：它的辅助谐振电路只是在开关管开关时工作一段时间,其它时间则停止工作。

根据形式分类，也分为LC串联型，LC并联型(不是重点，不做说明)，LLC型：

LLC谐振变换器

LC串联谐振变换器

在该电路结构中，LC谐振网络与负载一起形成分压器。通过改变驱动电压Vd的频率，可以改变该谐振网络的阻抗。输入压在谐振网络阻抗与反射负载之间进行分压。由于分压作用，LC 串联谐振转换器的 DC 增益总是小于1。在轻载条件下，相比谐振网络的阻抗而言，负载阻抗很大。全部输入电压都被施加到负载上。这使得轻载下很难调节输出。在空载时，为了能够调节输出，理论上谐振频率应该为无限大。

LLC谐振变换器是改进型的LC串联谐振转换器，打破了LC串联谐振转换器的限制，通过在变压器初级绕组放置一个并联电感而得以实现采用并联电感可以增加初级绕组的环流，有利于电路运行，并且在开关损耗相比通态损耗占主导比重的高输入电压应用中有利于效率的提高。在大多数实际设计中，该并联电感采用变压器的励磁电感。 LLC谐振转换器的电路图与LC串联谐振转换器的电路图十分相似。唯一的差别在于：励磁电感的取值不同。 LLC谐振转换器的励磁电感远远大于LC串联谐振转换器的励磁电感（Lr），LLC谐振转换器中的励磁电感为Lr的3-8倍，通常通过增加变压器的气隙来获得。 LLC谐振转换器具有许多超越LC串联谐振转换器的优点。它能够在较宽的电源和负载波动范围内调节输出，而开关频率波动却较小。在整个工作范围内，能够获得零电压开关（ZVS）。全部固有的寄生参数均可以用于实现软开关，包括所有半导体器件的结电容、变压器漏感与励磁电感。

第四部分：LLC谐振电路的理解

LLC谐振半桥拓扑可以分为3个部分，也就是方波产生部分，谐振网络，整流网络

方波发生器：

通过每次切换以 50% 占空比交替驱动开关 Q1 和 Q2 产生方波电压 Vd。通常，在连续切换中会引入一个较小的死区时间。方波发生器可以构造成全桥或半桥类型。

谐振网络：

由一只电容、变压器漏感和变压器励磁电感组成，滤除高次谐波电流。在本质上，即使方波电压施加到谐振网络上，也只有正弦电流容许流过该谐振网络。电流Ip滞后于施加于谐振网络的电压，实现MOS管零电压开启，当 MOS管电压为零时MOS管开通，电流流经反并联二极管。

整流网络：

通过整流器二极管和电容对交流电进行整流，调整交流电流产生直流电压并输出。整流器网络可以设计成带有容性输出滤波器的全波整流器桥或中心抽头配置。

典型波形：

第五部分：LLC谐振网络的作用分析

一：LLC谐振网络与基波近似(理想状态分析)

二：集成变压器(实际设计分析)

第六部分：LLC谐振波形分析

对于LLC谐振而言,通常让开关管在电流为负时导通。在导通前，电流从开关管的体内二极管流过，开关管D-S之间电压被钳位在0V(忽略二极管压降)，相当于一根导线，此时开通二极管，就实现了零电压开通；在关断前，由于D-S间的电容电压为0v而且不能突变，因此也近似于零电压关断。波形图如下：

1：谐振电感电流波形
2：MOS管漏极电流波形
3：MOS管漏极与源极之间的电压波形

从MOS管漏极与源极之间的电压波形和MOS管漏极电流波形可以看到，MOS管导通的时候，MOS管的电流还是在负半轴，这说明了要想实现ZVS，那么(第五部分)谐振网络的电压Vd必须超前于(第五部分)谐振网络的输入电流Ip，谐振网络应该呈现感性。在高于峰值增益频率下，谐振网络的输入阻抗呈感性，这样 MOS管可以实现零电压开通 (ZVS)，如下图所示：

根据上图可知，低于峰值增益频率下，谐振网络的输入阻抗呈容性，Ip超前Vd. 当工作在容性区间，在开关切换过程中，MOS管的体二极管反向恢复，引起严重的噪声。进入容性区间的另外一个问题是，由于增益斜率出现反向，输出电压失控。最小开关频率应该适当地高于峰值增益频率。LLC谐振转换器的合适输入电压范围决定于峰值电压增益。因此，谐振网络的设计应确保增益曲线具有足够的峰值增益，并能够覆盖整个输入电压范围。但是，低于峰值增益点，ZVS 条件会丢失，由上图可知，因此当确定最大增益点时，要求保留一些裕量，在负载瞬态变化和启动阶段，确保获得稳定的ZVS工作。典型地，对于实际设计，选取最大增益的 10~20% 作为裕量，如下图所示：

在某一给定的条件下，即使采用第五部分增益公式M得到峰值增益，也是很难地以明确形式表达出峰值增益。为了简化分析与设计，可以采用仿真工具获得峰值增益，如下图所示：

图中给出了不同 m 取值时，随着Q值变化的峰值增益（可达最大增益）。可见，通过减少m和Q值，可以获得较高的峰值增益。对于给定的谐振频率 (fo)和 Q 值，降低m意味着励磁电感减少，将导致环流增加。自然地，应在可用增益范围与导通损耗之间作出权衡。

接下来根据负载情况分析波形。

1. 工作在重载的情况下时，由漏感,谐振电容和负载构成串联谐振回路。

根据上一部分的推导，此时的谐振频率为：

2. 工作在空载的情况下时，由漏感,谐振电容构成串联谐振回路。

根据上一部分的推导，此时的谐振频率为：

从上面的分析，我们可以看到fr1>fr2，也就是空载时的谐振频率要低于带载时的谐振频率。从本质来看，LLC电路实际上就是有两个谐振点的串联谐振电路。对于谐振电路而言，要使其呈现感性状态，必须让开关频率高于谐振频率。因此对于LLC，其最小开关频率不能低于fr2。从开关频率与谐振频率的关系来看，LLC的工作状态分为fs=fr1，fs>fr1，fr2<fs<fr1三种工作状态。

1. fs=fr1的波形图分析

T0时刻前:Q1关断、Q2开通；谐振电流通过Q2流通，谐振电感Lr上的电流为负，并且谐振电流仍然大于励磁电流，谐振电流继续对励磁电流充电，励磁电流线性上升。对于副边而言，变压器向副边传递能量，励磁电感上负下正，根据相位，D1截止，D2导通向负载提供能量。对于原边而言，变压器原边被副边电压钳位，激磁电流线性上升。

T0~ T1: Q1关断、Q2关断；由于fs=fr1，在t1时刻正好完成半个周期的谐振,谐振电流刚好与激磁电流相等。由于此时励磁电感没有变化的电流，所以变压器副边无感应电流，输出整流二极管D2自然截止，实现ZCS。在死区时间t0-t1时段内，激磁电流给Q1, Q2的输出电容Coss1和Coss2充电，当Coss1两端的电压为0V时,Q1的体二极管导通，电流通过体二极管流通，在t1时刻让Q1导通,便可实现Q1的ZVS。

T1~ T2: Q1导通、Q2关断；当Q1导通后,谐振电流通过Q1反向流通,谐振电流大于激磁电流,副边二极管D1导通向负载提供能量。

T2~ T3: Q1导通、Q2关断；随着谐振电流逐渐增大，到t2时刻,谐振电流为正,顺向流过Q1,直至Q1关断。

T3~ T4: Q1关断、Q2关断；t3-t4为死区时间,过程与t0-t1时段相同。

T4~ T5: Q1关断、Q2导通；死区时间后，下管Q2导通,开始另一半周的工作,其过程与Q1导通期间的过程相同。

从上面的波形可以看到,当fs=fR1的时候,原边电流波形为正弦波, Q1, Q2都是ZVS,副边二极管D1, D2都是ZCS。接下来分析在fs>fR1时的工作情况。当fs=fr1, fs>fr1时,励磁电感不参与谐振,其特性就是一个串联谐振的特性。

2. fs>fr1的波形图分析

T0时刻前: Q1关断、Q2导通；谐振电流通过Q2流通，谐振电感Lr上的电流为负。对于副边而言，谐振电流通过变压器耦合到副边并传递能量，励磁电感上负下正，根据相位，D1截止，D2导通向负载提供能量。对于原边而言，变压器原边被副边电压钳位，激磁电流线性上升。

T0~ T1: Q1关断、Q2关断；原边谐振电流向Coss1和Coss2充电,使Q1两端电压在死区结束前能降到0。由于fs>fR1,此时谐振电流大于励磁电流。因此谐振电流迅速减小到励磁电流。在谐振电流减小到励磁电流前,变压器副边仍有电流流动,变压器原边仍被钳位,因此谐振电流的下降斜率为(Vc-n.Vo)/Lr, Vc为谐振电容上的电压。副边整流二极管D2上的电流逐渐减小,当谐振电流等于励磁电流的时候,D2的电流减小到0,实现ZCS。在t1时刻前,Q1两端的电压为零,励磁电流通过Q1的体二极管流通。此时若使Q1开通,Q1便是ZVS。