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受前文（搭建小型雷达系统 | 实现距离、多普勒测量和合成孔径雷达成像）的启发，搭建一个雷达系统是一个可行的项目，虽然具备一些挑战，但做这些事情可以锻炼动手能力，也能将理论和实践联系起来，最重要的是这些实验将来用在产品研发中具有一定的价值。 本期文章给大家分享一个6GHz调频雷达系统搭建的实验项目，该项目距今将近10年了。这个实验项目提供完整的项目资料，包含电路图、PCB、代码等，是非常具有参考意义的实验，文末附带资料下载链接。 这些自行搭建雷达系统的有趣实验，可以更加深入地了解雷达的基本构成，虽然如今，世界上陆陆续续推出了很多款单芯片集成的微波/亚毫米波/毫米波雷达芯片，但是由于其集成度太高，导致我们通常不能够很好地观察芯片内部各个射频组件的工作原理和运行机制。 一、概述 连续波多普勒雷达是可以搭建的比较简单的雷达，连续多普勒雷达采用发射恒定频率的信号，并从目标返回，如果目标运动，则多普勒频移会导致回波信号的频率发生变化。 但是连续波多普勒雷达只能检测目标的速度，不能检测目标的距离，这也被称为单频连续波雷达，一般可以用于交通测速场景中。复杂的雷达系统可以通过调制发射信号的频率来实现，这被称为调频连续波雷达(FMCW)。 FMCW雷达通过发射频率随时间线性变化的频率，信号通过天线辐射出去碰撞到目标，然后由目标反射回雷达的接收天线。接收信号和发射信号进行混频(相乘)，由于接收信号和发射信号存在时间延迟(单频连续波无时间延迟)，因此混频之后会输出中频信号。中频信号的带宽由发射信号和接收信号的延迟时间决定，本质上讲中频信号频率是由目标与雷达之间的径向距离决定的，当存在多目标场景时，需要采用快速傅里叶变换(FFT)分离多个目标。 这些基本的FMCW原理可以看链接学习： https://zhuanlan.zhihu.com/p/510398532（复制到浏览器打开） FMCW雷达系统框图如下所示：
框图中术语表：
二、FMCW雷达参数 本项目发射信号载波f0=6GHz，带宽100MHz，扫频时间tramp = 5ms，目标距离d=100m（对应检测输出频率13.3kHz），频率较低，可以采用成本较低的器件检测到。 多普勒频移的估计可以采用多个Chirp积累进行测量，另一种方式是采用三角波FMCW调制，因为多普勒频移会导致三角波调制信号在混频时出现不同的两个频率。 三、设计雷达 为了获得更小的分辨率，需要选择高频，同时高频会使得天线体积减小。但是高频会提升雷达系统搭建的成本，雷达系统组件的选择变得很被动，射频设计也变得有挑战性。 在当时，2.4GHz的频段设计成本比较低廉，因为这个频段的元器件成本较低，5~6GHz的频段设计成本也还好，也很容易设计，寄生损耗不算太高。普通的RF4板性能不好，因为阻抗不受控制，并且板与板之间存在明显的差异，难以达到精确设计。可以提供阻抗受控电路板的制造商是 OSH Parks 四层工艺，它使用介电常数为 3.66 的 FR408 基板，成本还比较低。但是该板不适合RF设计，因为第一层和第二层之间的间距仅为 0.17 mm，这会导致走线非常细（50Ω微带线宽 0.35 mm），但这个在制造公差范围内，因此可以采用。 电路原理图和PCB如下，后面提供的资料下载链接中会有详细的电路图PDF。
下面来看雷达系统各个组件的搭建。 1、微控制器（MCU） 微控制器需要带有USB接口，能够和PC机实现交互。采用集成式AD/DA转换器也能够节约PCB空间和成本。 可选择的最便宜的微控制器是飞思卡尔Kinetis KL26Z128VFT4，具备一个ARM Cortex-M0+内核，时钟频率为48 MHz，价格为3.4英镑，具有USB接口，以及16位ADC和12位DAC。
这款处理器仅支持 USB 1.0，理论上全速USB 1.0可以传输 在 12 Mbits/s 时就足够了，但实际上的传输速度约为 10 kB/s。 在数据传输方面，可以通过压缩传输信号，传输速度几乎可以轻松提高一倍。由于信号是平滑的，两个连续采样之间的差值很小。这样就可以只用一个字节传输最后一个采样点的差值。在某些情况下，差值无法用一个字节来表示，这可以通过使用特殊的字节值（实验中用的是全1)来解决，该值用于表示后面有两个字节长的完整采样值。在实践中，这种方法效果非常好。 从软件角度看，这是一款非常有趣的处理器。Kinetis 提供的处理器专家工具可以自动生成外设的驱动代码。这使得配置时钟、ADC、I2C 和所有其他外设变得更加容易，而且在实际应用中效果非常好。但它也有一些不支持的功能，例如无法在运行时更改定时器的速度。不过，也可以直接使用寄存器来实现缺少的功能。 本实验在给这块电路板编程时遇到了很多困难，编程成功的情况很少，大多数时候编程器要么无法识别处理器，要么无法写入闪存。甚至把一个微控制器烧坏了，使它再也无法编程。原因是这种处理器的复位引脚需要电容。在数据表上找不到相关说明，但如果没有电容，编程就不可靠。用示波器观察复位线，似乎处理器会在复位线上产生一个锯齿信号。 如果没有电容器，处理器复位速度会太快，导致编程器无法连接。在复位引脚上加了一个 100 nF 的电容后，一切都开始正常工作了。 2、射频部分 射频信号由压控振荡器（VCO）产生，其调谐电压由微控制器产生。压控振荡器的输出功率为 2 dBm，但由于这个功率对于功率放大器来说过大，因此需要在功率放大器之前安装衰减器，以衰减输入信号，从而使放大器不会饱和(包含会引起非线性失真)。
分布式微波频率 VCO 似乎不是很常见的元件，而且选择非常有限。VCO 是整个雷达中最昂贵的元件，价格为 17 欧元。在下图中，还可以看到一个 MOSFET，它可以通过切断 PA 的偏置电压来关闭 PA。0 欧姆电阻放在这里是为了在需要时用更大的电阻来降低偏置电压。
之所以选择使用 5-6 GHz 频段，是因为 5.8 GHz 附近有一个雷达专用频段，这个频段与 5 GHz WLAN 重叠。由于 Wifi 元件非常普遍，因此有许多不同的廉价功率放大器可供选择。选择使用的功率放大器是SST11LP12，它是一种廉价的 WLAN 功率放大器，价格为 1.5 欧元。本来还有更便宜的功率放大器，但它们的数据表细节太少，不敢使用。 功率放大器是电路板上耗电量最大的元件，3.3V 的供电电流约为 400mA。由于这应该是一个便携式设备，实验没有采用大电池，所以电源和通信都是通过 USB 接口完成的。USB 设备的最大电流为 5V@0.5A。这意味着功率放大器使用了大约一半的可用电源。由于其他元件的耗电量几乎没有那么大，因此 USB 供电操作应该不会有问题。 功率放大器将来自 VCO 的 -2 dBm 信号放大到 21 - 23 dBm（0.1 - 0.2 W），具体取决于频率。然后，输出信号进入威尔金森(Wilkinson )功率分配器，将输出分配到发射天线和混频器输入端口。由于功率分配器的全功率输出对混频器来说太大，因此在混频器之前增加了一个 7 dB 衰减器，以将输入信号衰减到更易于控制的电平。
辐射功率从目标反射，由接收天线捕获，经低噪声放大器放大，然后与功率放大器输出信号混频。LNA 也适用于 5 GHz WLAN，它具有非常低的噪声系数，而且价格低廉，小批量生产仅需 1.1 欧元。 放大后的接收信号被传送到混频器的射频端口，混频器在此将功率放大器信号和接收信号相乘。混频器的中频端口输出两个频率：输入频率之差以及输入频率之和。频率总和超过 10 GHz，超过混频器输出频率(自带滤波)，无需担心。差值信号是想要的结果信号，其频率约为 100 Hz 至 10 kHz。 3、基带信号 混频器输出信号的振幅很小，大约在uV范围内，必须先进行放大，然后才能进行滤波。第一个放大器使用 LT6230 低噪声运算放大器，采用同相运算放大器连接。MCP4017 是一个 I2C 控制的可变电阻器，改变它的阻值可改变放大器的增益。增益为: 输入信号有一些小的直流偏移，这取决于天线与天线之间的耦合，但应该在0V左右。由于想尽可能降低成本，所以选择使用双电源放大器。这意味着需要将直流偏移信号重新平衡到 1.65 V，即运算放大器电源电压的一半。再平衡是通过阻断直流电压的电容 C17 和连接到 1.65V 的电阻 R3 来实现的，R3 设置信号的直流电平。 这虽然有效，但并不是一个很好的解决方案。电阻会衰减信号，增加输入端的噪声。事后看来，使用两个电源会是更好的解决方案，而且不会增加几欧元的成本。直流平衡还有另一个问题： 由于平衡是通过电阻完成的，因此输入端的直流电压不会正好是 1.65V。放大器的增益很高，也会放大直流偏移，导致输出电压的直流偏移偏离。 注：为什么我们会推荐这些资料给大家做参考，可以看到这些实验所涉及的知识面非常广泛，比如模电、数电、信号与系统、高频电路、射频控制、天线与微波、电路设计与PCB、嵌入式、雷达算法、信号处理、测试与测量等综合性内容，能够吸收并融会贯通也是非常厉害的。同时为什么我们会推荐学习雷达专业的同学就业不要局限在雷达一条路上，将雷达拆开，你会发现雷达式多方面的，可千万不要把自己的路走窄了。 接着上面的话题，在滤波器之后再添加一个直流阻断电容器的解决方案并不是一个真正的好方案，因为它并不能解决第一个放大器之后平衡不良的问题。 更好的解决方案是通过添加一个与 R9 并联的串联电容和电阻（图中的 R0 和 C0），使增益取决于频率。直流不会流过电容器，增益由 R9 设定。交流电将流过电容器，增益由 R9 和电阻 R0 的并联组合设置。本实验发现将 R9 设置为 1.5k，再加上 44 uF 的电容器和 50 欧姆的电阻器效果很好。这种解决方案并非没有缺点，R9 会产生放大器中的大部分噪音，增大它也会增加噪音。但这并不重要，因为事实证明，由于天线不好，增益无法调得足够大，以达到本底噪声。
由于 ADC 将对信号进行采样，因此需要进行滤波，以确保信号的最高频率小于采样频率的一半，从而避免出现混叠现象。滤波器本身与麻省理工学院咖啡罐雷达（搭建小型雷达系统 | 实现距离、多普勒测量和合成孔径雷达成像）上使用的滤波器相同。截止频率为 15KHz，但也可以更高，因为微控制器的采样频率至少可达 200KHz。实际上这并不重要，因为雷达的j距离不足以产生 15 kHz 的信号。 低通滤波器并不是很好，但由于较远的目标会产生较高的频率，因此滤波器的增益应随着频率的增加而增加，直到截止频率。这样，微弱的高频信号就会被放大，雷达的动态范围就会增大。
使用差分输入的 ADC 比使用单端输入的微控制器分辨率更高。上面的电路直接来自 LTC6242 数据表，它将滤波器的单端信号转换为 ADC 的差分信号。 这个电路也遇到了一些意想不到的问题。LTC6242 是轨至轨运算放大器，但当实验测试电路时，即使工作电压为 3.3V，输出饱和电压也已达到 2.6V。原因是输入端的共模电压范围，2.6V 是输入端应承受的最大电压，高于此电压会使输入端饱和，输出端就会像输入电压为 2.6V 一样作出反应。 解决这个问题并不复杂，但需要在电路中添加一些增益，以便在输入电压不超过 2.6V 的情况下，2.6V 输入产生 3.3V 输出。这可以通过在 C21 上并联一个电阻 Rx 来实现。这样，第一个运算放大器的反馈信号就会减弱，使其输出电压升高，从而使负输入端的反馈电压等于正输入端的输入信号。第一个运算放大器输出的全电压不会加到第二个运算放大器上，电路将以全输出摆幅正常工作。 4、功率分配器 威尔金森功率分配器是一种无损功率分配器，端口之间具有良好的隔离效果，但它与频率有关。如果信号与设计频率相差太远，端口之间的隔离就会受到影响。雷达使用的频率范围不是很大，因此不会有太大影响，而且工作正常。 这种功率分配器的一个缺点是功率均分，但实际上实验希望大部分功率流向发射天线，只有一小部分流向混频器。在均分功率的情况下，混频器前需要有一个衰减器来降低输入功率。这就浪费了本应用于传输的功率。即使是简单的威尔金森功率分配器也会占用大量的电路板空间，而在它所占用的空间里却可以安装很多元件。
实验本想在分配器中使用平滑弯曲，因为它们设计起来很简单，但 Kicad 不支持，故不得不使用 90 度斜角。斜角只是在拐角处开了一个切口，如上图所示，从而抵消了拐角处的阻抗变化。微波电路中经常使用这种弯角，因为它们不会反射信号，而且与平滑弯角相比，可容纳的空间更小。 焊接掩模也从迹线顶部去除，这样就不会影响阻抗。这样做还有一个作用就是可以看到漂亮的镀金层，从而使线路看起来更酷。连接顶部和底部地需要大量的通孔，6 GHz 时的波长约为 36 mm，因此通孔之间的距离必须比这一数值小得多，这样接地平面才不会出现电位差。通常的经验法则是，通孔之间的距离应为波长的 1/20。由于增加通孔不需要任何成本，因此在放置通孔时很大方，射频线路周围的通孔间距约为1mm。 实验设计的第一个版本使用的是常规设计公式：两个分配器的阻抗为 ，长度为波长的四分之一，约等于 8mm。 由于可以使用 CST 电磁场模拟软件(https://www./products-services/simulia/products/cst-studio-suite/)，因此可以用它来模拟分频器。CST 有一个方便的功能，可以导入 gerber 文件，因此仿真模型的尺寸与 KiCad 中绘制的完全一致。
在CST中建模的功率分配器, 蓝色圆柱体是 100 欧姆电阻和红色平面是波导端口。模拟的 S 参数:
分频器的设计中心频率为 5.5 GHz，但根据 CST，其最佳工作频率为 6 GHz。增加 1.2 mm的长度后，工作频率变为 5.5 GHz。造成这种差异的可能原因是计算的导线长度是从支路到电阻焊盘中心，但实验认为导线长度应从支路到电阻中心计算。 从较低的 S11（最多为 -35 dB）可以看出，斜接弯管是有效的，只有极少量的功率被反射回输入端。即使是没有斜角的 90 度直弯管，在这些频率下的反射也很可能微乎其微，因为信号的波长比边角大得多。
S21，从功率放大器到发射天线的增益为 -3.3 dB。理想情况下增益为 -3dB，即功率平均分配，没有任何浪费，但特别是基板损耗会消耗部分功率，0.3 dB 的额外损耗仍然比较理想。 调整走线长度后，所有可用频率（5.3 GHz 至 6.3 GHz）的端口隔离均低于 -20 dB。 5、SMA 连接器接口 在普通的低频设计中，像连接器这样简单的东西其实并不需要注意。但是，射频频率的情况就不同了。为了尽量减少微带到同轴电缆转换过程中的损耗，实验决定同时模拟这个接口。连接器的潜在问题在于1.3 mm的中心导体比 0.35 mm的微带要大得多。由于连接器引脚需要几毫米长的焊盘来焊接，焊盘本身就像一个微带，而由于焊盘太宽，阻抗非常低，微带和同轴电缆之间存在明显的阻抗不连续性，会将功率反射回去。
有一些连接器更适合这些轨道宽度，但这些都是最便宜的 SMA 连接器，而且价格相当昂贵，一个要 3 欧元。更好的连接器大约需要 10 欧元一个，占总成本的很大一部分。
模拟证实了这一问题。S11 在 6 GHz 时为 -3 dB，这意味着一半的功率进入天线，另一半被反射回来。但这并不意味着不能使用这种连接器，只是需要对接口进行一些改动。问题在于焊盘是作为微带工作的，阻抗不对。把焊盘做薄就能解决问题，但这是不可能的，否则连接器就无法焊接。另一种解决方案是在地平面上开孔。因为微带的阻抗取决于与下面接地平面的距离，在焊盘下面的接地平面上开孔可以提高其阻抗，消除阻抗不连续。 经过几次模拟后发现，最佳切口为 3.7x2.6 毫米，其 S11 为 -22 dB，因此几乎没有功率（0.6%）被反射回来。
6、焊接电路板 PCB打印后的电路板如下所示：
在 71 欧姆的薄型功分线边缘可以看到一些粗糙的痕迹。这对性能影响不大，因为迹线的宽度会影响其阻抗。粗糙度仍然很低，对阻抗的影响应该很小。
QFN 的焊膏可以手工涂抹，但尽量不要这么做。使用钢网可以让焊膏的涂抹变得更加容易，节省大量时间，即使是制作单个电路板，订购钢网也是合理的，因为钢网的价格非常便宜。
下面是不同雷达系统组件的图片，中间未标注的元件是用于模拟元件的 3.3V 稳压器、用于 VCO 和 LNA 的 3.0V 稳压器以及用于为基带滤波器生成 1.65V 虚拟地的运算放大器。VCO VTUNE 放大器用于将微控制器的 3.3V DAC 输出信号放大到 10V。
7、雷达测试 下图雷达 VCO 调谐电压从 0 到 10V 全范围扫描时的频谱分析仪输出。输出频率从 5.6 GHz 到 6.3 GHz。由于输出端有一个 20 dB 衰减器，实际输出功率为 15 dBm。这包括 1 米长 SMA 电缆的损耗，在这些频率下损耗应在 1 dB 左右。
输出功率不太均匀，在一定范围内实际下降了 6 dB。这是预料之中的，符合功率放大器数据表中的规格。最大增益在 4.0 GHz 时已经达到，在 6 GHz 时下降了约 10 dB。由于扫描带宽约为 100 MHz，在此带宽上的下降幅度较小，因此增益不均匀度不会造成问题。 功率放大器的理论输入功率为 -5 dBm，在 6 GHz 时增益约为 27 dB，因此输出功率应为 22 dBm。由于功率分配器的模拟损耗为 3.3 dB，因此输出功率应为 18.7 dBm，减去电缆中的未知损耗。测量到的功率与计算出的功率不尽相同，但已经足够接近，可以说功率放大器和分配器是按照设计工作的。 8、天线设计 电路板制作完成后，就该制作天线了。雷达通常使用指向性很强的喇叭天线。波束的方向性非常重要，这样只能接收到来自目标的信号，而不是周围的信号。除了方向性之外，雷达天线还应具有较低的边带，这样天线与天线之间的耦合度就会很低，也就不会接收到来自雷达后面和两侧的反射信号。此外，天线不应将功率反射回去，而应发挥其作用，将功率辐射出去。 也许最好的天线之一就是金字塔形喇叭天线。它可以满足所有要求，只是制造成本较高。在实验还不确定雷达板能否正常工作的时候，不必花太多钱去制作一个非常好的天线。因此可以先制作廉价的蹩脚天线来测试电路板，然后再制造合适的天线。 于是实验决定用易拉罐制作天线，易拉罐天线通常被称为 cantennas。大多数易拉罐的问题是，它们对于 6 GHz 范围来说太大了，最合适的罐子是两个相当小梨罐头。
天线设计的唯一自由参数是 SMA 连接器的位置以及 SMA 连接器中心线的长度和直径。尽管实验尝试尽最大努力优化它们，但毫不奇怪，cantennas 的性能确实很糟糕。波束宽度为 100 度，这对于雷达天线来说确实很宽。模拟的辐射方向图也很奇怪，主光束的中心有一个孔，无论我如何调整馈源位置、馈线长度或其直径，都无法在不牺牲辐射效率的情况下消除该孔。
从上面可以看出，这个洞很深。虽然天线很糟糕，但应该足以测试雷达是否正常工作。
输入反射还不错，低于 -10 dB 都没问题。
焊接 SMA 连接器的最佳方法是先移除聚四氟乙烯绝缘体，再焊接外壳。如果特氟龙片从错误的一侧插入，使其露出罐子内侧，则更容易定位。这样特氟龙片就会把外壳对准孔的中心，焊接起来就容易多了。焊接外壳后，需要将馈线焊接到 SMA 连接器的中心导体上。取下聚四氟乙烯片后，这也更容易焊接。焊接完馈线后，可以将特氟龙片从外面推回。 实验最初担心烙铁是否有足够的功率将罐子加热到足够热，但使用普通烙铁和普通焊锡丝焊接连接器并没有任何困难。
实验使用网络分析仪测量了实际天线的 S11。它的最高频率为 6 GHz，因此勉强够用。测量的 S11 在 6 GHz 时为 -15 dB，实际上比模拟值要好。 这可能是第一次出现实际效果比模拟效果更好的情况。两根天线的 S11 基本相同，因此不能归咎于制造公差。原因可能是模型过于简单，没有包括罐中的波纹。制作这些波纹太耗时，所以我只用光滑的内壁制作了天线模型。S11 的形状仍然与模拟的形状非常接近，这表明模拟并没有太不准确。 四、雷达造型 雷达造型如下所示：
五、外场测试 下图是实验测试雷达的足球场。实验用一个纸箱将天线从地面抬起。图中雷达位于电脑后面。
通常雷达都有指向性很强的天线，这样就能准确地指向目标，而不会受到周围环境太多反射的影响。由于实验使用的天线波束宽度约为 100 度，因此雷达会接收到大量来自周围的反射信号，也称为杂波。
上图是从另一侧看到的景象。中间可以看到雷达下的方框，但在这个距离上雷达并不明显。
上图是经过处理的信号，Y 轴为时间（以秒为单位），X 轴为距离。颜色是检测到的频率的功率，参考某个任意值。 背景有很多杂波，来自两侧的树木。部分杂波也是雷达通过天线边带从两侧和后面反射造成的。在大约 50 米处，可以清楚地看到来自场地中央球门的杂波；在大约 130 米处，可以看到来自背景建筑物的杂波。虽然很难看清楚，但特别是在前背景处，可以看到人行走的路径的对角线。
从当前脉冲中减去前一个脉冲后(MTI对消)，所有静止的杂波都被消除了，情况一下子变得清晰多了。信噪比在 50 米处约为 15 dB，在 90 米附近为零。例如，风吹树动和不准确的采样会导致连续脉冲不完全相同，即使在减法之后也会留下一些杂波。
上图是捕捉到的其中一个波形，很明显，一切似乎都不太对劲。在扫描开始时有一个很大的峰值，它将自动增益控制器的最大增益限制在最大增益的三分之一左右。如果峰值和低频信号不存在，增益就可以提高，这也会改善雷达的测距能力。
从示波器捕捉到的混频器输出信号来看，原因很明显。由天线附近的反射引起的低频高振幅信号会在每次扫描开始时产生很大的不连续性。由于该信号是交流耦合到基带的，因此在通过电容器后会产生一个衰减峰值。解决办法是使用更好的天线。 总之，雷达可以正常工作，测距范围也不差，不过如果使用更好的天线，测距范围会更大。 【本期结束】 |
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