中文摘要
电源是各种电子设备的核心，它有如人体的心脏，是所有电类设备的动力。20世纪90年代以来，随着电力电子技术飞速地发展，不断涌现出新型电力电子器件，高智商化IC和新电路拓扑，创造出十年前意想不到的许多新型稳压电源。现代高频开关稳压电源作为电源的一个分支，由于它具有功率小，效率高，体积小，重量轻，稳压范围宽，可靠安全等一系列特点，现在正越来越受到青睐和推崇。现代高频开关稳压电源技术涉及的内容是极其广泛和复杂的，它横跨了三个学科:一是微电子精细加工的智能化专用集成电路控制芯片系统;二是正在快速更新的高性能功率半导体MOSFET和IGBT等电力电子器件;三是要合理利用，绕制各种电感器件和变压器所用的磁性材料等几大类。
现代开关稳压电源已广泛用于基础直流电源，交流电源，各种工业电源，计算机电源，UPS不间断电源，医疗和照明电源，雷达高压电源，音响和视频电源等。本文设计的单相脉宽调制逆变电源属于交流电源(AC-DC-AC逆变)，采用电压反馈控制，通过中断功率通量和调节占空比的方法来改变驱动电压脉冲宽度来调整和稳定输出电压。其主电路构成采用的是Boost电路和全桥电路的组合。控制电路采用了2片集成脉宽调制电路芯片，一片用来产生PWM波，另一片与正弦函数发生芯片做适当的连接来产生SPWM波，集成芯片比分立元器件控制电路具有更简单，更可靠的特点和易于调试的优点。
本文详细的分析了该逆变电源的工作过程，并推导了重要公式。最后对该逆变电源进行了计算机仿真和样机实验，验证了其可行性和有效性。
关键词：逆变器;正弦脉宽调制;场效应管
Abstract
Power supply is core and drive of electric equipments. With the flying development of power electronics technology, It has come forth continually that is IC of high intelligence, new type electronic device and topology since 1990''s. As aresult, A lot of new type steady-voltage power supply has been created that is indescribable ten years ago. High-frequency switching power supply is a branch of power supply. It possesses many advantages such as low-power, high-frequency, small- volume, light-weight, wide-range of steady voltage, credibility and security. It has been received and upheld by the people. It involves a great deal content that is extensive and intricate. It bestrides subject of three aspects. The first is IC control chip system of micro-electronics; The second is electronic devices of high-performance power semiconductor such as MOSFET and IGBT. The third is various devices of inductance and magnetic materials of transformer how to be utilized and rolled rationally.
Steady voltage power supply of modern switching has been applied in the following aspects widely. They are DC power supply, AC power supply, industry power supply, computer power supply, UPS power supply, power supply of medical treatment and lighting, high voltage power supply of radar, power supply of sound and video frequency and so on. Single-phase Sinusoidal Pulse Width Modulation Inverter Power Supply in this paper belongs to AC power supply (AC-DC-AC convert). Control mode adopts feedback of voltage control. The methods of intermitting power flux and changing duty-cycle can change pulse width of drive voltage that adjust and rectify output voltage ultimately. The main circuit is made up of compounding of Boost and the full-bridge circuit. The control circuit adopts two chips of integrated pulse width modulation. One produces PWM waveform. The other connects chip of producing sinusoidal signal properly, which brings SPWM waveform. Integrated chip is more simple, reliable and laboratorial than discrete component.
The operation of inverter power supply is thoroughly analyzed and some important formulas are deduced. Finally, the principle of operation are illustrated and verified on emulation and experimental results.
Key words: inverter; Sinusoidal Pulse Width Modulation,MOSFET
目录
第1章 概述 1
1.1现代电源发展概况 1
1.1.1 交流稳压电源 1
1.1.2 UPS及交流净化电源 2
1.1.3 工业电源的发展 2
1.1.4 直流开关电源 2
1.1.5 软开关——PWM功率变换器 3
1.1.6 分布电源技术的发展 4
1.1.7 功率因数校正技术 4
第2章 PWM的工作原理 5
2.1 PWM的基本原理 5
2.2 PWM型逆变电路的控制方式 8
2.2.1 异步调制 8
2.2.2 同步调制 9
2.3 SPWM波形的生成方法 9
第3章 逆变电源组成及主电路的设计 10
3.1 系统组成 10
3.2 主电路组成及工作原理 11
3.3 主电路设计 11
3.3.1 共模抑制环节 11
3.3.2 工频变压器设计 13
3.3.3 限流电路设计 14
3.3.4 Boost变换器设计 15
3.3.5 桥式逆变器基本原理 20
3.4 主电路图 21
第4章 逆变电路的控制电路设计 22
4.1 辅助电源设计 22
4.2 控制电路框图 23
4.3 SG3524和ICL8038芯片介绍 24
4.3.1 SG3524芯片 24
4.3.2 ICL8038芯片 25
4.4 控制电路设计 27
4.4.1 利用SG3524生成SPWM波形 27
4.4.2 驱动电路设计 28
4.4.2.1 驱动电路工作原理 28
4.4.2.2 驱动电路参数原理图 29
4.4.3 过流保护电路 30
4.4.4 反馈调压电路 30
4.4.4.1 反馈调压电路工作原理 30
4.4.4.2 反馈调压电路主电路图 31
4.5 控制电路图 32
第5章 结论与展望…………………………………………………………………………..33
致谢……………………………………………………………………………………………….34
参考文献………………………………………………………………………………………. 36
第1章 概述
1.1 现代电源发展概况
现代电源技术是综合应用了电力电子、电子与电磁技术、自动控制及微处理器技术的一种多学科技术。随着电子电源的集成化、模块化、智能化的发展，功率集成技术己模糊了整机与器件的界限。单片电源和模块电源已取代了整机电源在一些技术中获得广泛应用，并且派生出新的供电体系一分布供电，使单一的集中供电体系走向多元化。进入80年代后，现代电源技术随着工GBT、功率MOSFET, IPM. MCT等新元器件出现，谐振变流、软开关、电路拓扑等新理论的支持，功率因数校正、并联均流、有源箱位、微机监控等技术的应用，使现代电源技术逐渐走向高频化。高频化带来的直接好处是使电源装置空前小型化，并使电子电源进入更广泛的领域。现代电源技术研究总趋势是交流电源以PWM为主流，不断提高网侧功率因数，实现功率因数近似为1的电源，并向大功率推进;直流电源以开关方式为主流，扩大输出电压范围和稳定的多路电压控制;进一步提高开关频率和进一步提高功率密度，提高可靠性，降低电磁干扰和增强抗干扰能力，并使电源模块朝着超薄型和微型化发展。
1.1.1 交流稳压电源
从交流电源的发展来看，我国到80年代前期，第一代交流电源主要是以稳压电源为主。第一代稳压电源的功能是稳定交流输出电压和频率，这种电源主要用于市电不稳定地区。从80年代后期，随着各种电器及电子产品中装备微处理器的品种逐渐增多，此类产品易于受到瞬间停电及电压波形变化等的影响，造成动作差错及数据丢失，从而对交流电源提出了更高的要求。为此，在八十年代以来，一种具有可任意改变输出电压及抗瞬间断电功能，可以模拟电源线上发生的异常状态，采用线性放大器方式的第二代交流电源问世。这种电源改用微处理器替代原来的简单的控制电路，可以在短时间内进行大量的数据处理作业。进入九十年代以后，绝大部分的电气设备都装备了微处理器及变换电路，而且，为了在设备内部将交流输入变换为直流，都备有电容输入型整流电路，使得输入电流波形产生很大的失真。这种线路阻抗成为导致市场电源电压波形畸变的主要原因，对于连接在同一网侧的其它用电设备带来恶劣影响。这种电源高次谐波的影响形成了社会公害。为了解决高次谐波问题，所采取的对策是使其它设备不再产生高
次谐波。而交流电源设备，也相应增添快速傅立叶变换等功能，强化其测试能力，并增强其智能水平。这是第三代、第四代交流电源的发展方向。
1.1.2 UPS及交流净化电源
UPS电源是一种具有稳压纯净化和无间断地向负载提供连续供电能力的优质交流电源，它担负着向计算机等重要设备的供电任务。随着计算机等设备的不断发展和日益推广普及，对UPS电源提出了越来越多的要求，不仅UPS要有很好的静态稳定性和很快的动态调节，还对UPS的体积和重量提出了更高的要求。
UPS电源一般采用SPWM技术，这种技术在传统上采用平均值电压反馈，在线性负载条件下，显示出良好的性能。但对非线性负载引起的冲击响应较慢，而且控制环节增多使稳定性设计产生困难。虽然可用瞬时值电压反馈的SPWM技术来解决，但此种技术仍属于周波内响应，非线性负载的冲击响应仍然很慢。近几年利用电流模式的SPWM控制技术，基本上能解决非线性负载的响应很慢的缺点，使得UPS电源性能不断提高。为了彻底解决现有UPS电源存在的不足和适应各类用电设备的需求，数控交流稳压电源的研制将是今后的一个重要的方向。
1.1.3 工业电源的发展
变频电源。随着交流调速的广泛应用，变频电源显得越来越重要。我国在中、小功率变频电源的研制方面取得了一定的成就，但由于受到电子元器件的限制，在大功率变频电源的研制和生产上还无法和国外发达国家相比。现国内80%的变频电源依赖进口。
电子焊接电源。近年来我国在电子控制的焊接电源研究方面取得了一定的成就，使得电子焊接电源从效率、节能和可控性能上都取得了满意的效果，电子焊机的体积、重量不断减小。
1.1.4 直流开关电源
随着现代科技的发展，各类电气设备对电源的要求越来越高，老式电源己不能满足技术要求，随之而来的开关电源己取代了老式电源。开关电源较老式直流
电源具有体积小，功率密度高(单位体积输出功率)等优点。早期直流电源一般采用所谓降压型串联控制方式，这种方式的缺点是，输出电压下降幅度越大，则功率损耗越大，这些功率损耗变成热量散发出来，需要使用较大的散热片。为了消除这一缺点，后来采用了预调节方式。这种方式可以将施加到串联控制元件上的电压控制在其所需的最低限度以内，从而大幅度减少串联控制元件所消耗的功率。这种电源对减小电源的体积和提高可靠性起了很大作用。为了进一步减小电源体积和减轻重量，提高输出的功率密度，从六十年代开始对开关电源进行研制，电路形式历经分立元件、通用集成电路到专用控制器和单片开关集成稳压器，性能价格比不断提高。开关电源的控制方式传统上分为脉冲宽度调制(PWM)式、脉冲频率调制(PFM)式和混合调制式。其中PWM技术最为成熟。PWM型开关电源所使用的变换器均是在高压大电流情况下强制关断，随着电子设备工作频率的不断提高，这种变换器在开关瞬间需耗大量功率，而且，电压、电流在开关时尖峰过大，还需要在开关器件以及高频变压器两端再加上尖峰吸收电路也消耗一定的功率，为此，现在PWM型电源最佳工作频率在300kHz以下。如何提高开关电源的工作频率、降低谐波干扰和提高效率将成为以后开关电源研究的方向。
1.1.5 软开关——PWM功率变换器
六十年代开始得到发展和应用的PWM功率变换技术是一种硬开关技术。此种功率变换器的开关频率不宜太高，否则开关损耗太大，变换效率大大降低。提高开关频率是开关变换技术的重要发展方向之一。随着电力电子器件的不断发展和应用，电源技术朝着研究开发高频软开关技术方向发展。所谓“软开关”是指零电压开关(ZVS)或零电流开关(ZCS )，它是应用谐振原理，使开关变换器的器件电流(或电压)按正弦或准正弦规律变化，当电流自然过零时，使器件关断;电压过零时，使器件开通，从而使器件开关损耗为零，大大提高变换效率。在七十年代到八十年代中软开关技术主要以串(并)联谐振技术和准谐振、多谐振技术为主，它的特点是开关频率恒定，所以当输入电压或负载变换时，为保持开关变换器输出电压基本不变，只要改变它的占空比，是一种恒频率控制方式，比较简单。
它虽然用了软开关技术，但是其输出电压和频率有关，为保持输出电压在各种运行条件下基本不变，必须调制频率，即采用变频控制。控制方式不如PWM简单。因此，八十年代后期和九十年代开发了能实现恒频控制的软开关技术，即ZCS(或ZVS) PWM变换技术。从而大大提高了电源变换效率，减小了开关损耗，使得开关频率不断提高。
1.1.6 分布电源技术的发展
分布式电源是在集中式电源基础上发展的一种系统供电形式，八十年代中期在国外数字供电系统中首先使用，被认为是数字系统供电的革新。分布电源是指在一个数字系统中的每一块PCB板或模块都有自己的靠近其负载点的DC/DC转换器，分布式电源目前应用最广的是通讯、雷达等系统。分布式电源是将220V或380V的交流电经过AC/DC转换变成直流后，再经DC/DC变换成低压直流电源作为中间模块，每块负载板再按照所需要的电压、电流等级选用合适的中间模块。分布电源一般都采用高频开关方法，它的效率、体积及抗干扰性与原来的集中式供电相比均有很大的提高，是今后通讯等设备供电系统的发展方向。
1.1.7 功率因数校正技术
传统的AC/DC变换技术易使网侧功率因数降低和向电网注入谐波电流，产生电力公害。为了克服这一问题，过去常采用一种被动式解决方法，即根据电网的无功功率和谐波情况进行补偿，例如用无功补偿器(SVC )、无功发生器 (SVG)、无源电力滤波器、有源电力滤波器等。进入七十年代后期，随着电力电子器件的高性能化，拓扑电路的创新，使得有源功率因数校正技术得以快速发展，除了能将电网中的无功功率和谐波进行补偿外，还将使电网进入潮流可以灵活控制的新阶段;特别是进入八十年代，中等容量的有源电力滤波器，己成为用电单位电网入口处谐波综合治理的一个重要部件。目前在大容量电源装置中，实施功率因数校正技术已成为国际电力电子学界研究的热门话题，特别是九十年代以来，有关这方面的研究文章不断增加。限制用电设备从电网吸收无功功率和谐波电流，进一步促使功率因数校正技术向广度和深度方向发展。应该说，目前国内在这方面的研究工作，特别是三相功率因数的校正技术，还处于研究、开发和完善过程中。
第2章PWM的工作原理
2.1 PWM的基本原理
在采样控制理论中有一个重要的结论:冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。冲量即指窄脉冲的面积。这里所说的效果基本相同，指环节的输出响应波形基本相同。如把各输出波形用傅式变换分析，则其低频段特性非常接近，仅在高频段略有差异。例如图2-la, b, c所示的三个窄脉冲形状不同，图2-la为矩形脉冲，图2-lb为三角形脉冲，图2-lc为正弦半波脉冲，但它们的面积(即冲量)都等于1，那么，当他们分别加在具有惯性的同一个环节上时，其输出响应基本相同。脉冲越窄，其输出的差异越小。当窄脉冲变为图2-ld的单位脉冲函数（t）时，环节的响应即为该环节的脉冲过渡函数。
图 2-1形状不同而脉冲相同的各种波形
上述结论是PWM控制的重要理论基础。下面分析如何用一系列等幅而不等宽的脉冲代替一个正弦半波，把图2-2a所示的正弦半波波形分成N等份，就可把正弦半波看成由N个彼此相连的脉冲所组成的波形。这些脉冲宽度相等，都等于/N，但幅值不等，且脉冲顶部不是水平直线，而是曲线，各脉冲的幅值按正弦规律变化。如果把上述脉冲序列用同样数量的等幅而不等宽的矩形脉冲序列代替，使矩形脉冲的中点和相应正弦等分的中点重合，且使矩形脉冲和相应正弦部分面积(冲量)相等，就得到图2-2b所示的脉冲序列。这就是PWM波形。可以看出，各脉冲的宽度是按正弦规律变化的。根据冲量相等效果相同的
图 2-2 (a) (b) PWM控制的基本原理示意图
原理，PWM波形和正弦半波是等效的。对于正弦波的负半周，也可以用同样的方法得到PWM波形。像这种脉冲的宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形，也称为SPWM (Sinusoidal PWM)波形。在PWM波形中，各脉冲的幅值是相等的，要改变等效输出正弦波的幅值时，只要按同一比例系数改变各脉冲的宽度即可。以上介绍的是PWM控制的基本原理，按照上述原理，在给出了正弦波频率、幅值和半个周期内的脉冲数后，PWM波形各脉冲的宽度和间隔就可以准确计算出来。按照计算结果控制电路中各开关器件的通断，就可以得到所需要的PWM波形。
但是，这种计算是很繁琐的，正弦波的频率、幅值变化时，结果都要变化。较为实用的方法是采用调制的方法，即把所希望的波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过对载波的调制得到所期望的PWM波形。通常采用等腰三角形作为载波，因为等腰三角形上下宽度与高度成线性关系且左右对称，当它与任何一个平缓变化的调制信号波形相交时，如在交点时刻控制电路中开关器件的通断，就可以得到宽度正比于信号波幅值的脉冲，这正好符合PWM控制的要
求。当调制信号波为正弦波时，所得到的就是SPWM波形。一般根据三角波载波在半个周期内方向的变化，又可以分为两种情况。三角波载波在半个周期内的方向只在一个方向变化，所得到的PWM波形也只在一个方向变化的控制方式称为单极性PWM控制方式，如图2-3所示。如果三角波载波在半个周期内的方向是在正负两个方向变化的，所得到的PWM波形也是在两个方向变化的，这时称为双极性PWM控制方式，如图2-4所示。
图2-3 单极性PWM控制方式原理图
图2-4 双极性PWM控制方式原理
2.2 PWM型逆变电路的控制方式
在PWM逆变电路中，载波频率与调制信号频率之比N=/。根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况，PWM逆变电路可以有异步调制和同步调制两种控制方式。
2.2.1 异步调制
载波信号和调制信号不保持同步关系的调制方式称为异步方式。在异步调制方式中，调制信号频率变化时，通常保持载波频率固定不变，因而载波比N是变化的。这样，在调制信号的半个周期内，输出脉冲的个数不固定，脉冲相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，同时，半周期内前后1/4周期的脉冲也不对称。当调制信号频率较低时，载波比N较大，半周期内的脉冲数较多，正负半周期脉冲不对称和半周期内前后1/4周期脉冲不对称的影响都较小，输出波形接近正弦波。当调制信号频率增高时，载波比N就减小，半周期内的脉冲数减少，输出脉冲的不对称性影响就变大，还会出现脉冲的跳动，同时输出波形和正弦波之间的差异就变大，电路输出特性变坏。因此，在采用异步调制方式时，希望尽量提高载波频率，以使在调制信号频率较高时仍能保持较大的载波比，改善输出特性。
2.2.2 同步调制
载波比N等于常数，并在变频时使载波信号和调制信号保持同步的调制方式称为同步调制。在基本同步调制方式中，调制信号频率变化时载波比N不变。调制信号半个周期内输出的脉冲数是固定的，脉冲相位也是固定的。
2.3 SPWM波形的生成方法
根据前面讲述的PWM逆变电路的基本原理和控制方法，可以用模拟电路构成三角波载波和正弦调制波发生电路，用比较器来确定她们的交点，在交点时刻对功率开关器件的通断进行控制，就可以生成SPWM波形。但这种模拟电路结构复杂，难以实现精确的控制。现在用来产生SPWM波形的大规模集成电路芯片已得到了广泛的应用，例如，SG3524, SG3525, HEF4752和SLE4520等这些集成芯片做适当的连接均可以产生SPWM波形，采用集成芯片可以简化硬件电路，降低成本，提高可靠性。另外，随着微机控制技术的发展，使得用软件生成SPWM波形变得比较容易，因此，目前SPWM波形的生成和控制也常采用微机来实现。采用软件来生成SPWM波形的基本算法有自然采样法、规则采样法、低次谐波消去法。
第3章 逆变电源组成及主电路的设计
其主电路的构成采用Boost电路(DC-DC)和全桥式逆变电路(DC-AC)的组合。控制电路由2片集成脉宽调制电路芯片SG3524和一片正弦函数发生芯片ICL8038所构成。对主电路、控制电路的工作过程及相关参数的设计给出了详细分析，并推导、给出了重要公式。
3.1 系统组成
图3-1是系统主电路和控制电路框图。交流输入电压经过共模抑制环节后，再经过工频变压器降压，然后整流得到一个直流电压，实现（AC-DC）的转换。此电压经过BOOST电路进行升压，在直流环上得到一个符合要求的直流电压350V ( 50Hz/220V交流输出时)。DC-AC变换电路采用全桥变换电路。为保证系统可靠运行，防止主电路对控制电路的干扰，采用主、控电路完全隔离的方法，即驱动信号用光藕隔离，反馈信号用变压器隔离，辅助电源用变压器隔离。过流保护电路采用电流互感器作为电流检测器件，其具有足够的响应速度，能够在MOS管允许的过流时间内将其关断
图 3-1 系统主电路和控制电路框图
3.2 主电路组成及工作原理
此主电路由以下几个环节组成，共模抑制环节，工频变压器，整流电路，限流电路，Boost升压电路，桥式逆变电路和滤波电路。
工作原理：输入电压通过共模抑制环节，去掉高频燥声，然后工频变压器降压。变压器降压后的电压经整流电路得到一个直流电压，此直流电压的数值大概为150V,要注意的是整流后的直流电压要先经过限流电路，以防止刚开始给电容充电时冲击电流过大会减短电容的使用寿命(有时甚至被损坏)。同时，此直流电压作为Boost电路的输入，经Boost电路升压后得到的直流环电压大概为315伏，此电压经桥式逆变电路，得到一系列的脉冲宽度不同的、幅值一样的方波(即以正弦波为基波的SPWM波)，然后在经过输出滤波环节，则可得到符合要求的交流输出电压(220V/50Hz或110V/60Hz)
3.3 主电路设计
主要对共模抑制环节，工频变压器，限流电路，Boost升压电路，进行了相关的参数设计，对桥式逆变电路说明了工作原理。
3.3.1 共模抑制环节
交流电网是电子设备的主要干扰源，绝大部分干扰均由此串入到电子设备中。传统做法是电源变压器加屏蔽、次级绕组加旁路电容、接地等来解决。对于某些精密系统和屏蔽室电源而言，除以上措施外，还要在交流电源输入端加高频扼流圈和旁路电容(见图3-2)。该电感( , )不能加磁芯(以免饱和)，而线径要选得较粗。此外，绕组排列也不能太密集，否则，线间分布电容L1 L2会形成高频通道。 一般只能做到几十微亨，对高频噪声阻流作用不强。若在某些精密系统和屏蔽室交流电源输入端串联两只空心电感来增加抗干扰能力，它们的体积一般很大，这对中小型设备是不实用的。
本电源采用如下方法解决:把两个线圈和都绕在同一只磁环上，两组线圈匝数相同，线间排列均匀一致。用MXO-2000 & 18×8×5(单位为:mm)的磁环作磁芯。和绕组各绕70圈，导线线径为0. 6mm,电感量为6. 6毫亨线圈外部用屏蔽层封装，交流电源从同名端A, B输入，从另两端C, D送出至电子设备。由于输入电流通过两绕组所产生的内磁通是互相抵消的，磁芯不会饱和，而加入
高导磁磁芯后，电感量大大提高(可很方便的做到毫亨级)，抑制干扰能力大大增强。当然，两跟电源线上的差分干扰信号在磁芯内所产生的磁通并不能互相抵消，但这类信号绝大部分被电容C旁路(C1为0. 33uF, C2为0. 47uF)，危害不大。对于其它干扰信号(如共模信号)，由于自电感电势和互感电势是相同的，如同接入高阻抗器件，故能起到普通高频扼流圈的作用。
图3-2 传统扼流圈原理图
图3-3共模抑制环节电路原理图
3.3.2 工频变压器设计
工频变压器的设计要求是:P=200W，一次侧电压为220V/50Hz，二次侧电压为90V/50Hz 。根据设计要求，本文选择的铁芯型号为YEI1-40 x 64，此型号铁芯的有关参数如表3-1所示:
表 3-1 YEI1-4064型号铁芯参数
尺寸（mm） Sc() h L H W T / × 20 60 120 110 210 1.2 0.95 24.32
主要参数说明:
:窗口宽度；
h:窗口高度；
P:铁芯额定功率；
B:空载时的磁感应强度；
Kc.铁芯占空系数；
Sc.铁芯有效截面积；
(1)初、次级线圈匝数的计算
由公式 可计算 分别为：
（2）初、次级电流计算
由公式可计算 分别为：
（3）初、次级导线截面积的计算
导线的截面积和直径可分别由式和来计算（其中）
(4)核算铁芯窗口填充系数
：YEI1型铁芯的窗口截面积，St:线包漆包线的总面积。计算和的数值分别为:
由窗口填充系数的公式可以得：
由验算结果可知，此变压器的设计是合理的。
3.3.3 限流电路设计
由图3-1系统图可知，整流电路先经过Rf（10W的陶瓷电阻） ，此时，结点2的电压为：
如下图3-4所示，由于为5V，即运算放大器OP1的输入为5V。又运算放大器的接法是射级跟随器形式，故其输出电压。这个电压足以使光耦6N136导通，并且6N136中的晶体管处于饱和导通状态，晶体管的集电极电压=15V-0.7V=14.3V，又OP2的接法为射一级跟随器形式，故其输出电压，OP2的输出接到节点1，节点1直接接到接触器的线包(选用的接触器的工作电压为)，故接触器的工作状态发生改变，常开触点变为常闭触点，常闭触点变为常开触点，由图3-1系统图可知，此时给充电的支路已不经过限流电阻，而是由另一条支路直接充电。
图3-4 限流电路控制原理图
电容的参数选择：
设网侧的电压为220V/50Hz，则经过变压器降压后的电压为90V/SOHz，它
的瞬时值电压形式为:
此电压经过整流器后的瞬时电压为：
由上式可知，给充电的峰值电压为127V，考虑到一定的裕量可选择电容的电压等级为200V。综合考虑，选用了电压等级为200V，电容值为1000 uF的电解电容。
3.3.4 Boost变换器设计
Boost变换器的别名又叫升压变换器、并联开关电路或开关型升压稳压器。
线路如图 3-5所示由开关S、电感L、电容C组成。完成把电压升压到的功能。
Boost的工作过程是这样的。当开关S在位置A时，图3-6(a)电流流过电感线圈L，在电感线圈未饱和前，电流线性增加，电能以磁能形式储在电感线圈L中。
图 3-5 (a)Boost电路原理图
(b)由晶体管和二极管组成的Boost电路
此时，电容C放电，R上流过电流, R两端为输出电压，极性上正下负。由于开关管导通，二极管阳极接Vs负极，二极管承受反压状态。所以电容不能通过开关管放电。开关S转换位置到B时，构成电路如图3-6(b)，由于线圈中的磁场将改变线圈L两端的电压极性，以保持不变。这样线圈L磁能转化成的电压与电源串联，以高于电压。向电容C、负载R供电。高于时，电容有充电电流;等于时，充电电流为零:当有降低趋势时，电容向负载R放电，维持不变。基本输入、输出电压关系式的推导。设开关动作周期为Ts, D1接
通时间占空比，D2为断开时间占空比，它们各自小于1，连续状态时+ =1。则闭合时间为= ，断开时间为=。在输入输出电压不变前提下，当开关S在图3- 5 a) A位置时，线性上升，其增益为:
图 3-6 Boost变换器电路工作过程
（3-1）
开关在B位置时，线性下降，其增益为：
（3-2）
由于稳态时这两个电流变化量绝对值相等，所以，所以
化简得： （3-3）
对Boost变换器中储能电感L的设计:
为了分析问题的方便，把主电路中Boost环节抽象出来，Boost电路的等效电阻R为250 (由于此逆变电源是按照200W设计的，其等效负载为200左右，再加上桥式电路的等效电阻)，其等效电路原理图如下图3-7所示，其中Vs=120V, Vo=315V。Boost电路工作的基本原理己经有了叙述，并且其中主要参数也都有了说明。为了方便推导计算电感的公式，现给出主要变量的波形如
下图3-8所示。
图 3-7 主电路中Boost环节等效图
图3-8 主要参数各点波形
按在周期开始时是否从零开始，可分为连续工作状态或不连续工作状态两种模式。在连续状态下，输入电流不是脉动的，纹波电流随增大而减小。不连续工作状态，输入电流是脉动的。所以在设计时要尽量使电路工作在连续状态，这就是设计电感时的要求。为了节省篇幅，上面只画出了连续工作状态时的主要工作点波形。
在连续工作状态，开关周期.最后的时刻电流值，就是下一个周期中电流的开始值。但是，如果电感量太小，电流线性下降快，即在电感中能量释放完时，尚未达到重新导通的时刻，因而能量得不到及时的补充，这样就出现了电流不连续的工作状态。在要求相同功率输出时，此时场效应管和二极管的最大瞬时电流比连续状态下要大，同时输出直流电压的纹波也增加。下面推导计算的公式。
由公式（3-1）和（3-2）可得电感电流在上升时的电流增益和在下降时的电流增益分别为：
按在交接处电流相等，即原则有：
化简得电压增益为：
由于忽略损耗有：
故
根据在连续与不连续之间的临界状态的条件，它们与Is的关系式为：
则有，据此可推得临界条件为：
（3-4）
下面进行具体的计算，由公式（3-3）可得：
由Vs=120V，Vo=315V，可得:D1=0.62
又f=1OkHz，可得:Ts=100us，同时R = 250。将上述参数代入公式
可得
3.3.5 桥式逆变器基本原理
图3-9显示了桥式变换器的主电路。桥对角的两个功率MOS管作为一组，每组同时接通或断开，两组开关轮流工作，在一个周期中的短时间内，四个开关将处于断开状态。四个开关导通(或关断)占空比值均相等。
图3-9 桥式变换器电路图
在给T1，T3加触发脉冲，这两个MOS管导通，电流流过T1的漏极，经过输出滤波电路回到T3的漏极。当T2 , T4加触发脉冲时，此时T1 T3的触发脉冲消失，T2 T4这两个MOS管导通，但不能立即导通，先经过D2，D4续流，等电流下降到零时再开始导通。另外，这四个二极管还有限制过电压的作用。
3.4 主电路图
通过以上对共模抑制环节，工频变压器，限流电路，Boost升压电路的设计，结合对本课题的设计要求，证明其设计可行。给出了以下的主电路图：
图3-10 主电路图
第4章 逆变电路的控制电路设计
4.1 辅助电源设计
小型直流稳压电源在当前众多的电子设备中是用途最广，是用量最多的一种。辅助电源设计的结构图如下图4-1所示：
图4-1 辅助电源结构图
辅助电源的主要功能是提供控制电路及驱动电路的工作电源。辅助电源主要由一个多组抽头的变压器、6个集成桥块及6个三端固定稳压集成块(7805, 7815及7915各一块，7820三块)。变压器的原边接主电路共模抑制环节的输出端。副边输出6组电压，分别为7V、17V及22V三个等级。这6组电压分别经过桥式整流电路、滤波电路后输出到三端固定集成稳压芯片。然后从集成稳压芯片输出端就能得到符合要求的直流工作电压。其中+5V用来共给74LS08和74LS05。15V电压用来共给ICL8038及两片SG3524集成芯片做工作电压。三组++20V电压用来共给主电路中5个MOS管的驱动电路做工作电压的，桥式电路的上面两个MOS管( , )各用一组，剩下的一组用来供给Boost电路中的开关管()和桥式电路下面的两个MOS管(, )，这样使用的目的是为了使驱动电路不互相共地，减少彼此间的干扰。
4.2 控制电路框图：
图4-2 控制电路框图
控制电路主要实现以下几个方面的功能：
(1)产生低频控制信号(本文为50Hz或60Hz正弦波)。由集成芯片ICL8038产生;
(2)产生高频载波信号(本文为10kHz三角波)。由SG3524集成脉宽调制发生器产生;
(3)产生控制M1, M2, M3及M4的SPWM脉冲序列。
控制电路工作过程：
由图4-1可知，由正弦波信号(由集成芯片ICL8038产生)发生电路产生的正弦信号分两路，一路到精密全波整流电路，经过精密全波整流后，产生馒波头，此馒波头再与带有1V基准的加法器相加，得到幅值抬高了的馒波头，即使其控制在1V-3.6V范围内。再输入到集成芯片SG3524，然后产生一系列经过脉冲宽度不等、幅值相等的矩形波，即经过调制后的SPWM波。另一路正弦信号到比较器，经过比较器后，产生正负半波对称的方波，此方波和前面产生的SPWM波共同输入到分相电路，然后产生两路只在每个半周期内具有SPWM波的信号和再用 来分别驱动桥式电路的两对对角臂上的MOS管(中间要经过光祸隔离和驱动放大)。
4.3 SG3524和ICL8038芯片介绍：
4.3.1 SG3524芯片
SG3524是一种应用极为广泛的PWM波形发生器集成电路，最先由美国硅通公司(SiLicon General Comp)生产，现世界上许多公司都生产这种产品，如美国UNITRODG公司的UC3524、国产的CW3524(北京半导体五厂、骊山微电子研究所生产)等。其改进型性能更优良的型号为SG3524A，该系列同样分为军品、工业品与民品。SG3524采用标准双列直插式16引脚(DIP-16)集成电路封装，其军品与工业品型号分别为SG1524和SG2524，而民品为SG3524。它的引脚排列和内部结构如图4-3所示。
SG3524引脚说明
SG3524内部框图
图4-3 SG3524引脚排列和内部框图
SG3524工作过程是这样的:
直流电源Vs.从脚15接入后分两路，一路加到或非门;另一路送到基准电压稳压器的输入端，产生稳定的+5V基准电压。+5V再送到内部(或外部)电路的其他元件作为电源。
振荡器脚7须外接电容，脚6须外接电阻。振荡器频率f由外接电阻和电容决定，=1.18/。本次设计将Boost电路的开关频率定为l0kHz，取 =0.22uF, =5k。逆变桥开关频率也定为l0kHz，取=0.22uF, =5k。振荡器的输出分为两路:一路以时钟脉冲形式送至双稳态触发器及两个或非门;另一路以锯齿波形式送至比较器的同相端。比较器的反向端接误差放大器的输出。误差放大器实际上是个差分放大器，1号引脚为其反向输入端;2号引脚为其同相输入端。一般地，一个输入端连到16号引脚的基准电压的分压电阻上(应取得2. 5V的电压)，另一个输入端接控制反馈信号电压。本系统电路图中，在DC-DC变换部分，SG3524-1芯片的1号脚接控制反馈信号电压，2号脚接在基准电压的分压电阻上。误差放大器的输出与锯齿波电压在比较器中进行比较，从而在比较器的输出端出现一个随误差放大器输出电压高低而改变宽度的方波脉冲，再将此方波脉冲送到或非门的一个输入端。或非门的另两个输入端分别为双稳态触发器和振荡器锯齿波。双稳态触发器的两个输出端互补交替输出高低电平，其作用是将PWM脉冲交替送至 的基极，锯齿波在此的作用是加入了死区时间，保证及两个三极管不可能出现同时导通。最后，晶体管及分别输出脉冲宽度调制波，两者相位相差180度。当及并联应用时，其输出脉冲的占空比为0%-90%;当及分开使用时，输出脉冲的占空比为0%-45%，脉冲频率为振荡器频率的1/2，在本系统电路图（3-1）中，两块SG3524都为并联使用。当10号引脚上加高电平时，可实现对输出脉冲的封锁，可用来实现过流保护。
4.3.2 ICL8038芯片
ICL8038的引脚排列和内部原理电路框图如图4-4所示。
ICL8038由恒压源 ，电压比较器 和触发器等组成。在图中，电压比较器 的门限电压分别为2/3和/3(= +)，电流源和的大小可通过外接电阻调节，且必须大于。当触发器的Q端输出为低电平时，它控制开关S使电流源断开。而电流源则向外接电容C充电，使电容
两端电压Vc随时间线性上升，当上升到 = 2 /3时，比较器输出发生跳变，使触发器输出Q端由低电平变为高电平，控制开关S使电流源接通。由于> ，因此电容C放电，随时间线性下降。当下降到 ≤/3
时，比较器输出发生跳变，使触发器输出端Q又由高电平变为低电平，再次断开，再次向C充电，又随时间线性上升。如此周而复始，产生振荡。若 =2，上升时间与下降时间相等，就产生三角波输出到脚3。而触发器输出的方波，经缓冲器输出到脚9。三角波经正弦波变换器变成正弦波后由脚2输出。当< < 2，时，Vc的上升时间与下降时间不相等，管脚3输出锯齿波。因此，ICL8038能输出方波、三角波、正弦波和锯齿波等四种不同的波形。本次设计中应用到ICL8038，主要是用来产生正弦波信号发生的，具体电路的连接方式和参数在利用SG3524生成SPWM的波中介绍
(a) ICL8038引脚图
(b) ICL8038内部原理图
图4-4 ICL8038引脚图和电路原理图
4.4 控制电路设计
对控制电路的芯片，驱动电路，过流保护电路，反馈调压电路进行了相关的设计。
4.4.1 利用SG3524生成SPWM波形
按照上述SG3524的工作原理，要得到SPWM波，必须得到一个幅值在1-3.5V，按正弦规律变化的馒头波，将它加到SG3524-2内部，并与锯齿波比较，就可得到正弦脉宽调制波。关键是正弦波信号的发生，我们设计的正弦波信号发生电路
如图4-5所示：
图4-5 正弦波信号发生器
正弦波电压由函数发生器ICL8038产生。ICL8038引脚和具体的接法如图4-5所示，正弦波的频率由、和C来决定，= 0.15/（+ ）C，为了调试方便，我们将、都用可调电阻，R2和R是用来调整正弦波失真度用的。在实验中我们测得当 = 50Hz时， + =9. 7 千欧，其中C=0.22uF。正弦波信号产生后，一路经过精密全波整流，得到馒头波(图3-12)，另一路经过比较器得到与正弦波同频率，同相位的方波。与1V基准经过加法器后得到。输入到SG3524-2的1号脚，2脚与9脚相连，这样和锯齿波将在SG3524-2内部的比较器进行比较产生SPWM波Ue。分相电路用一块二输入与门74LS08和一块单输入非门74LS05所组成。和加到分相电路后就可以得到驱动信号和，再将和加到MOS管驱动电路的光耦原边，就可以实现正弦脉宽调制。
4.4.2 驱动电路设计
本设计给出了驱动电路的简图，使其更明了的说明其工作原理，并绘制了驱动电路的主电路图
4.4.2.1 驱动电路工作原理
驱动电路的功能一方面是保证主电路与控制电路在工作时相互隔离，另一方面是对控制电路产生的SPWM波序列进行放大，以便能驱动MOS管。
设计的驱动电路简图如图4-6所示。本驱动电路由驱动脉冲放大和5V基准两部分组成。脉冲放大包括光耦Vo1,和，中间级的,推挽输出电路和；对高频干扰信号进行滤波的；5V基准部分包括，和，它既为MOS管提供-5V的反向电压，又为输入光耦提供副边电源。
图4-6 MOS管驱动电路简图
其工作原理是:
（1）当光藕原边有控制电路的驱动脉冲电流流过时，光耦导通，使基极电位迅速下降，截止，导致导通，截止，电源通过，栅极电阻，使MOS管导通;
（2）当光祸原边无控制电路的驱动脉冲电流流过时，光藕不导通，使基极电位上升，导通，截止，MOS管栅极电荷通过，栅极电阻迅速放电，-5V偏置反压使之可靠的关断;
（3）电阻和稳压管, 。用以保护MOS管栅极不被过高的正、反向电压所损坏;
（4）光藕采用组合光敏管型光耦6N136，具有光敏二极管响应速度快，线性特性好，电流传输大的优点，能满足实验的要求。
4.4.2.2 驱动电路主电路图：
结合上述分析绘制了驱动电路的主电路图及其元件的参数。
图 4-7 驱动电路主电路图
4.4.3 过流保护电路
过流保扩是利用SG3524的10脚加高电平封锁脉冲输出的功能。当10脚为高电平时，SG3524的脚11及脚14上输出的脉宽调制脉冲就会立即消失而成为零。过流信号取自电流互感器(对SG3524-1芯片取在主电路中工频变压器的副边，对SG3524-2芯片取在滤波电路前)，经整流后得到电流信号加至如图3-18所示过流保护电路上。过流信号加至电压比较器LM339的同相端。当过流信号使同相端电平比反相端参考电平高时，比较器将输出高电平，则二极管将从原来的反向偏置状态转变为正向导通，并把同相端电位提升为高电平，这一变化将使得电压比较器一直稳定输出高电平封锁脉冲，则Boost电路停止工作，在正常状态下，比较器输出零电平，不影响Boost电路工作。
图4-8 过流保护电路
4.4.4 反馈调压电路
反馈电路的功能是使电路能稳定工作在交流220V/50Hz及110V/60Hz。以下阐述了其工作过程，绘制了主电路图。
4.4.4.1 反馈调压电路工作原理
图4-9 反馈调压电路简图
反馈调压电路简图如图4-9所示：
当逆变器正常工作时，逆变器的输出信号接反馈变压器，此电压经整流、滤波及分压得到反馈电压，显然，的大小是正比于逆变器的输出电压的。调节可调节负反馈电压的大小，从而调节逆变器输出电压的幅值。控制信号被送到SG3524-1芯片的误差放大器的反相端脚1。误差放大器的同相端脚2接参考电平。这样，SG3524的输出脉冲的占空比就受到反馈信号的控制。调节过程是这样的，当逆变器输出因突加负载而降低时，它会使加在SG3524-1的脚1的输入反馈电压下降，这会导致SG3524-1输出脉冲占空比增加，从而使得Boost电路输出电压升高，逆变桥的直流电压升高，逆变器输出交流电压升高。反之亦然。可见，正是通过SG3524-1的脉宽调制组件的控制作用，实现了整个逆变器的输出自动稳压调节功能。
4.4.4.2 反馈调压电路主电路图：
下图给出了反馈调压的主电路图，逆变器的输出信号由 3 4输入接反馈变压器产生反馈信号，反馈信号经反馈调压电路调压，最后由MOS管驱动电路送回到Boost主电路，完成调压过程。
图4-10 反馈调压主电路图
4.5 控制电路图
结合对控制电路的芯片，驱动电路，过流保护电路，反馈调压电路的设计给出了下面的控制电路主电路图：
图 4-11 控制电路图
第5章 结论与展望
随着电力电子技术的发展，逆变电源的应用领域日益广泛，其中在电源领域取得了长足的发展，现代开关稳压电源已经广泛应用于基础直流电源及交流电源等。随着科学技术的发展，对电源技术的要求越来越高，规格品种也越来越多。在铁路、冶金等行业的一些大功率非线性用电设备运行时，将给电网注入大量的谐波，导致电源电压波形畸变，这样的供电电压波形对于一般的电力用户是无法接受的，更不用说作为检修、测试的电源。
本设计正是根据上述的情况而设计的。在设计中我们对主电路的共模抑制环节，工频变压器，限流电路，Boost升压电路，对控制电路中的芯片，驱动电路，过流保护电路，反馈调压电路进行了参数设计。解决了大量谐波的影响使电压出现正负半波不对称，波形严重畸变，频率发生变化而导致的电网电压严重失真。而且在设计中我们采用了集成芯片来产生PWM 及SPWM波具有更简单，更可靠的特点和易于调试的优点
在设计中也存在着不足，有分立元件实现控制的电路还很复杂繁多，导致了控制，检修，调试的不便。
随着电子电源的集成化、模块化、智能化的发展和电力电子器件的高性能化、拓扑电路理论的创新、现代控制技术的广泛应用及其实现的手段的先进性，现代电源的设计及分析工具得以进一步完善。今后电源技术将朝着高效率、高功率因数和高可靠性方向发展，并不断实现低谐波污染、低环境污染、低电磁干扰和小型化、轻量化。从而为今后的绿色电源产品和设备的发展提供强有力的技术保证，这也将是现代电源发展的必然结果。
参考文献
[1] 童诗白.模拟电子技术基础.北京:高等教育出版社,1989
[2] 李宏.电力电子设备用器件与集成电路应用指南.北京:机械工业出版社,2001
[3] 黄俊.王兆安电力电子变流技术.北京:机械工业出版社,1997
[4] 卢宏,梁任秋,戴忠达.IGBT驱动保护与应用技术.电力电子技术,1993
[5] 徐得高,金刚.《脉宽调制变换器型稳压电源》.科学出版社,1983
[6] 叶惠贞，杨兴洲.开关稳压电源.北京:国防工业出版社,1984
[7] 沙占友.新型特种集成电源及应用.北京:人民邮电出版社,1998
[8] 李强,周希德.车载单相正弦脉宽调制IGBT逆变器的研制.电力电子技术,1997
[9] 陈道炼.非晶铁心在开关电源中的应用.电子变压器,1991
[10] 华伟,周文定.现代电力电子器件及其应用.北京:清华大学出版社,2002
[11] 薛永毅,王淑英,何希才.新型电源电路应用实例.北京:电子工业出版社,2002
[12] 张占松,蔡宣三.开关电源的原理与设计.北京:电子工业出版社,1998
[13] 尤雷,电路模拟设计软件使用手册.海洋出版社,1992
[14] 张占松,孙时生,伍言真.电路和系统的仿真实践.科学出版社,2000
[15] 黄进.电力电子装置的计算机辅助分析.浙江大学出版社,1994
[16] 康华光，陈大钦.电子技术基础(模拟部分),第四版.高等教育出版社,1998
[17] 陈静瑾,杨媛,周红芳.模拟电子技术课程辅导与习题解析.人民邮电出版社,2003
[18] 刘树新,现代电力电子技术发展及应用展望电力系统及自动化学报,1994
[19] 周文彬,现代电源技术的发展.山东电子,1998
[20] 张恩怀,开关电源的发展概况.电力电一子技术,1996
[21] 倪云峰,牟汉生,赵跃.基于ICL8038芯片的信号发生器.实验技术与管理,1997
[22] 刘阳,精密波形发生器ICL8038.国外电子元器件,1995
[23] 化运朝.电子镇流器用扼流圈设计.电子变压器技术,1997
[24] 高军,赵向华,杨旭,王兆安.DC/DC变换器与DC/AC逆变器研究问题的连接.电源技术应用,2001
33
|
|
