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非对称反激变换器为另一种新型的高功率密度软开关变换器，其原边使用激磁电流实现上、下桥主功率管的ZVS零电压开关，次级整流管为ZCS零电流工作，适合于笔记本电脑PD适配器这种高频、高效和高功率密度的应用要求。
这种变换器输出电压决定原边半桥的上管工作的导通时间，原边半桥的下管工作在COT固定导通时间，其导通时间由谐振频率所决定，非对称反激变换器电路结构如图1所示，若输出整流二极管换为功率MOSFET，则称为同步整流。非对称反激变换器工作的波形如图2所示。
相关元件符号和物理量的规定：
S1：原边半桥高端功率管，上管
S2：原边半桥低端功率管，下管
DR；次级整流二极管
Cr：原边串联谐振电容
Lm：变压器原边激磁电感
Lr：变压器原边漏感
SR；次级同步整流功率管
Np：变压器原边绕组匝数
Ns：变压器次级绕组匝数
n：变压器的匝比，n = Np/ Ns
VSW：半桥连接的开关接点电压，也是S2的D、S两端电压
iLm：变压器原边激磁电感的电流
iLr：变压器原边漏感的电流
iDR；次级整流二极管的电流
（a）非对称反激变换器 
（b）非对称同步整流反激变换器 图1：非对称反激变换器电路结构 
图2：非对称反激变换器工作波形 工作原理分析
非对称反激变换器的一个开关周期可分为6个工作模式，分别分析如下。 1、模式1：T0-T1
开关状态：S1处于导通，S2处于截止，DR处于截止
变压器Lm和Lr的电流从0开始增加，谐振电容Cr充电，没有能量传输到次级的输出负载。
T1时刻，S1关断。
图3：模式1的等效电路 2、模式2：T1-T2
开关状态：S1处于截止，S2处于截止，DR处于截止
T1时刻，S1关断，（Coss1+Coss2）和（Lr+Lm）谐振，Coss1充电，Coss2放电，直到T2时刻，Coss1的电压充电到VIN，Coss2的电压放电到0。
图4：模式2的等效电路
Coss2的电压VSW放电到0后，其体内寄生二极管DS2导通，将其二端电压箝位到0。
3、模式3：T2-T3
开关状态：S2处于导通，S1处于截止，DR处于截止
T2时刻，DS2导通箝位。在T2之后某一时刻开通S2，此时由于DS2导通，S2的VDS电压为0，因此S2是零电压开通ZVS。
（a）模式3的DS2导通 
（b）模式3的S2 ZVS开通
图5：模式3的等效电路
这个阶段开始时，谐振电容的电压VCr会稍微增加，次级绕组Ns的正偏电压也会增加，但其电压仍低于输出电压Vo，因此次级整流二极管DR不会导通。
在T3时刻，次级绕组的电压VNs增加到输出电压Vo，因此次级整流二极管DR导通。
4、模式4：T3-T4
开关状态：S2处于导通，S1处于截止，DR处于导通
在T3时刻，DR导通，输出电压反射到原边绕组Np，其电压变为：
VNp = -nVo
此时，Lm和Lr分开，形成各自的回路：
（1）Lm电感储存的能量通过次级绕组，向输出负载传输。
（2）Lr、Cr和电压源-nVo串联谐振，满足下面条件：
谐振电容Cr反射到次级输出端，次级电流波形为正弦波，其频率就是变压器的寄生电感和谐振电容Cr所决定，这部分能量也通过次级绕组，向输出负载传输。
因此，次级整流二极管的电流iDR为iLr和iLm的电流差值：
iDR = (iLm–iLr)*n
在这个阶段，Lr和Cr串联谐振，iLr过0后，反向继续谐振；然后，经过一段时间， iLm也过0，反向激磁继续增加。
（a）模式4的DR导通 
（b）模式4的iLr过0后反向增加
（c）模式4的iLm过0后反向增加
图6：模式4的等效电路
在T4时刻，iLr和iLm的电流相等：
iLr=iLm
次级绕组的电流减小到0，DR关断，ZCS关断，同时，在T4时刻，S2关断。
5、模式5：T4-T5
开关状态：S1处于截止，S2处于截止，SR处于截止
T4时刻，同时关断SR和S2，（Coss1+Coss2）和（Lr+Lm）谐振，Coss1放电，Coss2充电，直到T5时刻，Coss2的电压充电到VIN，Coss1的电压放电到0。
图7：模式5 的等效电路
Coss1的电压放电到0后，S1的体内寄生二极管DS1导通，将其二端电压箝位到0。
6、模式6：T5-T6
开关状态：S1处于导通，S2处于截止，SR处于截止
T5时刻，DS1开通，Lr和Lm的电流相等且同时反向激磁，增加到反向电流的最大值；然后在正向电压的作用下，从反向电流的最大值逐渐减小，在T6时刻其电流减小到0，然后继续正向增加，进入下一个同期。
在T5之后某一时刻开通S1，此时由于DS1导通，S1的VDS电压为0，因此S1是零电压开通ZVS。
（a）模式6的DS1导通
（b）模式6的S1 ZVS导通
（c）模式6的Lm正向激磁
图8：模式6的等效电路
图2：非对称反激变换器波形
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