1
第四章特型PID控制器
第四章特殊PID控制器(一)3
1适于纯滞后对象的DTC型PID控制3
1.1CN(S)和CDTC(S)串接－SMITH补偿型PID3
1.1.1τ/TI很小时－减小比例增益的补偿效果4
1.1.2实用干涉型PID算法的纯滞后补偿作用(0.5≤Τ／TI≤1.57时)5
1.1.3当1.57≤Τ／TI时－SMITH补偿控制算法6
1.1.4SMITH补偿数字化和动态补偿模块7
1.2CN(S)和CDTC(S)并联－不需预估器的纯时间滞后补偿7
1.2.1纯滞后补偿式的导出7
1.2.2控制结构的形成8
1.3增益自适应纯滞后补偿PID控制8
1.3.1增益自适应纯滞后补偿考虑8
1.3.2增益自适应纯滞后补偿型PID控制的实际构成8
1.4双增益自适应纯滞后补偿PID控制9
1.4.1双增益自适应纯滞后补偿PID控制的提出9
1.4.2双增益自适应纯滞后补偿PID控制的构成9
1.5ＤＴＣ模型参数的求定10
2采样控制11
2.1一般采样控制11
2.2可变采样周期的采样控制12
2.3第二种采样控制12
2.4全程采样控制13
3时间比例控制13
4超弛控制14
4.1节点超弛控制系统14
4.2一般超弛控制系统15
4.3串级超弛控制系统16
4.4超弛控制器的选型和参数整定17
4.4.1对控制器的要求17
2
4.4.2控制规律和参数整定17
5选择性控制18
5.1过程值选择控制：18
5.1.1过程输入高值选择控制18
5.1.2过程输入连续量逻辑条件选择控制19
5.1.3过程输入参数计算选择控制19
5.2控制输出选择控制19
5.2.1低值选择控制19
5.2.2中值选择20
5.3设定值选择控制20
5.3.1参数计算选择20
5.3.2连续量条件选择21
5.4控制选择和参数整定21
5.4.1对控制器的要求21
5.4.2控制规律和参数整定21
6时间程序控制系统22
6.1时间程序的实现22
6.1.1利用折线表组态时间程序22
6.1.2利用自由时钟组态是建成控制器22
3
第四章特型PID控制器
前面几章讨论的PID的各种形态主要适用于连续过程、纯滞后时间不大、单一过程参数、单一调节
阀门的对象。但是长期实践经验证明，PID可以与各种运算、逻辑功能、限幅功能等组合成特种控制器，
应用于工业过程中各种特殊章合，不同程度上满足各种特殊控制的需要。本章将讨论这些特种控制器或
特殊应用。
1适于纯滞后对象的DTC型PID控制
在第二章中我们讨论的控制算法是在假定对象无纯时间滞后的情况下得出来的。实际上大多数工业
对象度存在纯时间滞后，其特性为一阶惯性环节＋纯时间滞后，或为二阶惯性环节＋纯时间滞后，由于
纯滞后时间是不可控的，因此控制系统的闭环响应必然也存在纯时间滞后。这时如果仍然采用基本PID算
法，可能造成系统不稳定，或使系统出现过大的超调量。这一节我们来讨论适于纯滞后对象的实用的PID+
纯滞后补偿(DTC-DeadTimeCompensation)控制。
适于纯滞后对象的DTC型PID算法是在原来适用于无纯时间滞后对象PID算法的基础上增加一个
修正环节，来对纯时间滞后特性补偿，因此也称之为DTC(纯滞后补偿)控制,这种方法是由Smith提出来
的，因此也称为Smith补偿。
在第一章1.２节中我们推导控制算法时，假定对象是无纯时间滞后的，即对象
特性为Gp(s)，系统的传递函数为指定的响应波形为
(4.1)
指定的响应波形为
(4.2)
求得不考虑纯时间滞后时的控制算法为Cn(s)
(4.3)
实际上大多数工业对象度存在纯时间滞后，其特性为一阶惯性环节＋纯时间滞后，或为二阶惯性环
节＋纯时间滞后，由于纯滞后时间是不可控的，因此控制系统的闭环响应必然也存在纯时间滞后。对于
这种对象我们要增加一个补偿环节CDTC(s)。
CDTC(s)与Cn(s)在控制结构上有两种联结方法,即第一章中所说的串接和混接。下面分这两种情况求
导CDTC(s)的表达式。
1.1Cn(s)和CDTC(s)串接－Smith补偿型PID
设：过程传递函数为Gp(s).e-τ?S。这样有纯时间滞后的系统的传递函数为
(4.4)
式中：
)s(PG)s(C1
)s(PG)s(C)s(W
?+
?=
1sA
1)s(W
+?=
)s(PGSA
1)s(
nC??=
s-
PDTCn
s-PDTCn
e(s)G(s)C)s(C1
e(s)G(s)C)s(C)s(W
?τ
?τ
???+
???=
4
Cn(s):不考虑纯时间滞后影响时的PID控制算法
CDTC(s):考虑纯时间滞后影响时的补偿算法。
Gp(s):过程传递函数
W(s):系统闭环传递函数
τ:纯滞后时间
此时在其特征方程中出现e-τ?S项，从而使系统的稳定性降低。一般ＧP(s)为一阶惯性环节，其τ／Ti
越大，控制的难度也就越大。必须寻求补偿的方法。为此我们把闭环响应函数改写为：
(4.5)
这样就得到
(4.6)
(4.7)
代入(4.6)式，得
(4.8)
这就是说前面我们所讨论的各种PID算式都可适用于有纯时间滞后的过程，只是要进行DTC补偿。
下面我们来讨论各种DTC补偿计算。
一些资料[6]根据控制系统的稳定条件，即在穿出频率ωc处的相角裕度为一个正角得出：
△θ＝π＋∠Ｎ(ωc)=π/２-τ×ωｃ＞０(4.9)
从而得出：
τ/Ti＝1.57(4.10)
这就是说，在τ/Ti＜1.57的条件下，不进行纯时间滞后补偿，系统仍能稳定工作，当然调节品质不
一定能完全满足要求。工业上一般分三个区间来考虑：
区间τ／Ti＜0.50.5≤τ／Ti≤1.57τ／Ti＞1.57
措施不补偿可补偿、可不补偿必须补偿
下面讨论上述几种特殊情况。
1.1.1t/Ti很小时－减小比例增益的补偿效果
我们假定τ／Ti很小，因此有:
e-τ?S≈(1－τ.s)(4.11)
代入(4.8)式，得：
(4.12)
这是一个小于１的常数，与Cn(s)相乘得到控制算法列于表4-1。
将此表与第二章的表2－1相比较可知，除以(A+τ)代A以外，其余都是相同的。
这就是说减小比例增益、降低响应速度本身就是对纯时间滞后过程的补偿。大量实践经验也证明了这一
se
sA1
1)s(W?τ?
?+=
)e1sA()s(C)s(G
1)s(C
s
nP
DTC?τ??+???=
sA)s(pG
1)s(
nC??=
)e1(SA1
1)s(C
sDTC?τ????+=
τ+=A
A)s(C
DTC
5
点，由此得出结论，当τ／Ti＜0.5时，对纯时间滞后过程可不进行补偿。但整定结果是比例增益将比
无纯时间滞后过程的要小。
表4-1过程特性与控制规律
对象特性ＧP(s)控制规律表示符
积分特性K/(T1.s)Ｃ(s)＝KP
Kp＝T1/[K.(A+τ)
P.O.O
一阶惯性K/(1+T1.s)Ｃ(s)＝Kp.(1+1/T1.s)
Kp＝T1/K.(A+τ)
Ti＝T1
P.I.O
K/(1+T1.s).sＣ(s)＝Kp.(1+Td.s)
Kp＝1/K.(A+τ)
Td＝Td/K.(A+τ)
P.O.D
二阶特性K/(1+T1.s)×
(1+T2.s)
Ｃ(s)＝Kp.(1+1/Ti.s+Td.s)
Kp＝(T1+T2)/K.(A+τ)
Ti＝(T1+T2)
Td＝T1.T2/(T1+T2)
P.I.D
1.1.2实用干涉型PID算法的纯滞后补偿作用(0.5≤τ／Ti≤1.57时)
如果0.5≤τ／Ti≤1.57，我们可取e-τ?S的前四阶来近似：
(4.13)
这样得
(4.14)
（4.14）式实际上是不完全微分的表达形式之一，它将与Ｃn(s)（不考虑纯时间滞后影响时的PID控制算
法）一起构成实用干涉型PID算法。若取Cn(s)为比例积分算法得
(4.15)
由此可知，实用干涉型PID不仅是一种消除高频噪声的算法，也是一种对较大纯滞后过程具有补
偿作用的控制算法。对于0.5≤τ／Ti≤1.57的过程在采用实用干涉型PID算法后不需要另外再进行纯滞
后补偿。
s5.01
s5.01es
?τ+
?τ?=?τ?
t
th
t
h
t
t
5.0
1
1
1
)5.015.0(11
1)(
=
+=
+=
?+
?+=
?+
??
?+
=
d
DTC
d
d
DTCDTC
T
A
A
AC
sT
sTC
s
s
sA
sC
)sT11(sT1sT1K
)s(C)s(C)s(W
id
d
P
DTCn
?+×?η+
?+×=
×=
6
1.1.3当1.57≤τ／Ti时－Smith补偿控制算法
由(2.7)求出A.S后代入(4.8)式，可得：
(4.16)
(4.16)就是有名的Smith补偿公式，也称为DTC补
偿。仅管算式的分母中含有e-τ?S，但就整个算式来说可
由局部反馈来实现。其闭环传递函数中是不包含e-τ?S的，
因而在引入DTC补偿后，就可按无纯滞后系统来设计和
调试。
图4-2中：
ＧP(s)--除纯滞后补偿项以外的控制对象的传递函数
Ｇm(s)--除纯滞后补偿项以外的控制对象模型的传递函数
τP--控制对象的纯滞后时间
τM--控制对象的模型的纯滞后时间。
把图４－２改为Smith的标准框图如图4-3所示。
当Ｇm(.S)＝Ｇp（.S）和τm＝τp时，图4-3通过变形可得图4-4的形式。系统对干扰变量的传递函数为：
(4.17)
系统的特征方程为
1＋Ｃn(s)×Ｇ(s)＝０(4.18)
这就说，通过Smith补偿后已经消除了纯滞后的影响，从特征方
程中排除了纯滞后，从而可按一般PID控制系统设计，使系统可以
使用较大的控制增益。改善系统的调节品质。
问题在于Smith补偿中包含被控对象的传递函数，从而使控制
精度依赖被控对象数学模型的精确程度。随着识别手段的提高,
DTC补偿的实用性也将提高。
图4-5是设定值发生阶跃变化时的控制响应曲线，这正好是没有纯滞后影响的响应曲线。这种补偿
方法适合于外干扰小、控制对象特性变化小的系统，尤其对于槽、釜等温度程序控制系统尤能发挥很好
)e1()s(G)s(C1
)s(C
)s(C)s(C)s(C
)e1()s(G)s(C1
1)s(C
sPn
n
DTCn
sPnDTC
?τ?
?τ?
???+
=
×=
???+
=
)e1)(s(GSmm?τ??
SPPe)s(G?τ?Cn(s)SV+
PV-
MV
控制器
图4-2带DTC补偿的PID控制算法框图
sme?τ?
SPPe)s(G?τ?Cn(s)SV+
PV-
MV
PID控制器
图4-3带Smith补偿的PID控制算法框图
Gd(s)
Gm(s)
模型预估器
干扰量
SPPe)s(G?τ?Cn(s)SV+
PV-
MV
PID控制器
图4-4带Smith补偿的等价变换
Gd(s)
Gm(s)
预估器
干扰量
)s(G)s(C
)s(C
)s(D
)s(PV
dn
n
?+=1
图4-5DTC控制对阶跃的响应
7
的补偿作用。DTC补偿并不适用于外干扰大、控制对象特性变化大、模型常数有很大失配的系统，此时
需要有自动变化模型常数的对策。对于过程控制中存在重要干扰的场合，控制器的设计方法并不明确。
总之使用Smith补偿时要十分注意控制对象特性变化、失配误差和外干扰大小的影响。
1.1.4Smith补偿数字化和动态补偿模块
Smith补偿环节的微分方程如(4.19)式。
(4.19)
其差分方程如(4.20)式：
Ys(kT)－a.Ys〔(k-1)T〕＝b.{U(k-1)T－U〔(k-1)T－τ〕(4.20)
式中：a＝exp{-T/Tp)
b＝Kp〔1－e-T/Tp〕
Tp:对象时间常数
T：采样周期
τ：纯滞后时间
(k-1)T--T按采样时间间隔划分的积分时间
这种Smith补偿方法在许多基本控制器中都作为标准功能块驻留控制器内存，在使用时只要对输入
变量、增益Kp、模型时间常数和纯滞后时间进行组态后就可使用。
1.2Cn(s)和CDTC(s)并联－不需预估器的纯时间滞后补偿
如果按第二章第一节所说的并联方式，如图4-7所示，我们来推导出这种情况下的CDTC(s)补偿式。
1.2.1纯滞后补偿式的导出
调节原理告诉我们，在反馈通道串入微分作用可以改善局部
结果，而我们以前讨论的微分先行都是属于这种结构。这种情况下
闭环传递函数为：
(4.21)
整理有
(4.22)
安照1.1.3节相同的推导，我们就得到
(4.23)
式中τm为模型的纯滞后时间。在(4.23)式我们写为1／e-τm.S的形式,是因为一般控制器都有exp{-
τm.S}这个模块。这时图4-7就成了图4-8的形式。
)]t(U)t(U[K)s(ydt)s(dyTPssPτ??=+1
1
+?
??τ?
ST
)e(K
P
sPysU微分方程
SPPe)s(G?τ?Cn(s)
PV-
MV
PID控制器
图4-7Cn(s)和CDTC(s)并联结构
CDTC(s)
s
PDTCn
sPn
e)s(G)s(C)s(C1
e)s(G)s(C)s(W
?τ?
?τ?
???+
??=
s
Pn
PnDTC
e)s(W)s(G)s(C
)s(W)s(G)s(C)s(C
?τ????
??=
s
DTCme1)s(C
?τ?=
8
1.2.2控制结构的形成
类似控制结构曾在1989年NO.6期《自动化仪表》的一篇文
章中提出并讨论过。这种控制结构中排除了预估器，因而不需要
考虑对象模型的精确性，只要自整定出对象的纯滞后时间τ,
就可进行补偿。使过程控制品质对过程数学模型的依赖性减少，
从而增强了系统抗干扰能力，提高了系统的适应性。
1.3增益自适应纯滞后补偿PID控制
在１.１节中我们讨论了Smith补偿PID控制结构，它是一种解决纯滞后问题的方法之一，已用于各
种系统。但是在采用Smith补偿时，其控制质量对模型误差（主要是纯滞后时间τ和模型增益Kp的误差）
很敏感。特别对于有严重非线性和变增益的过程、或是预估器有显著失真的时侯，Smith补偿就无法得
到满意的效果。
1.3.1增益自适应纯滞后补偿考虑
我们假定在纯滞后时间补偿中，过程和模型的误差是由模型增益的误差造成的，而误差的大小可由
过程输入信号和模型输出信号的比值来衡量。
(4.24)
式中：
Kp:过程增益
Km:模型增益
Yp:过程输入信号
Ym:模型输出信号
那么在求得Kp_m之后，就可用它来修正模型的增益，
实现增益自适应纯滞后补偿，原理如图4-10所示。
1.3.2增益自适应纯滞后补偿型PID控制的实际构成
增益自适应纯滞后补偿实际构成如图4-11所
示。将过程输入信号除以模型输出信号求得Kp_m，
经过超前环节，使滞后了Kp_m信号有一个超前作
用，再经过限幅后与预估器的增益相“乘”，修正模
型的增益。达到增益自适应纯滞后补偿的目的。
Giles等人(1977年)对增益自适应纯滞后补偿与
Smith补偿进行了模拟比较研究。认为增益自适应纯
滞后补偿对Smith补偿有较大的改善。但要注意：如果模型滞后时间取得大于过程实际滞后时间，将使
系统响应产生较严重的振荡，如偏小就可避免这种情况发生。
图4-8不需预估器的纯滞后补偿
SPPe)s(G?τ?Cn(s)
PV-
MV
PID控制器
sme1?τ??
m
p
m
p
mPy
y
K
KK==
?
SPPe)s(G?τ?Cn(s)SV+
PV-
MV
PID控制器
图4-10增益自适应纯滞后补偿
Gm(s)Kp_m
spe?τ?Cn(s)SV+
PV-
MV
PID控制器
图4-11增益自适应纯滞后补偿型PID框图
Gm(s)÷
Gp(s)
sme?τ?
τm.s+1≮≯×
9
1.4双增益自适应纯滞后补偿PID控制
1.4.1双增益自适应纯滞后补偿PID控制的提出
在上述增益自适应纯滞后补偿PID控制中，当τm〉τp时，出现系统响应振动的问题。究其原因可
能有二：
⒈当τm>τp时，Kp_m信号是一个超前信号，通过超前环节后就进一步超前，
这是一种微分性质的作用，从而使系统出现振动。
⒉由于模型增益变化了，也就是等效对象的增益改变了，为保证系统的控制品
质，应保证回路(LOOP)增益不变，也就是对控制器增益也要作适应性修改。
因此为改善增益自适应纯滞后补偿PID的性能，要增加PID增益自适应功能。这就提出了双重增益
自适应纯滞后补偿PID的问题。
1.4.2双增益自适应纯滞后补偿PID控制的构成
由于等效对象的增益变成了Km×Kp_m，为
保证回路增益不变，控制器增益Kc应修改为Kc
／Kp_m。由此构成的双重增益自适应纯滞后补偿
PID系统如图4-12所示。
参考文献《工业过程控制系统设计范例》一
书在“加热炉平均温度静态增益自适应的纯滞后
补偿控制系统”一例给出这种系统的应用，其中
取加热炉对象模型的传递函为一阶惯性环节Gm(s)=1.06/(20s+1。为便于比较，特改画为图4-13所示的样
子。
spe?τ?Cn(s)SV+
PV-
MV
PID控制器
Gm(s)÷
Gp(s)
sme?τ?
×
×
图4-12双重增益自适应纯滞后补偿型PID框图
Cn(s)SV+MV
PV-PID控制器
÷s90e??
×
×
图4-13加热炉平均温度静态增益自适应的纯滞后补偿控制系统
Σ/3
1.06
20s+1
加热炉
温度测量
燃料
10
1.5ＤＴＣ模型参数的求定
这里介绍人工现场求出ＤＴＣ参数的方法。
1.置控制器为手动“MAN”状态；
2.从“to”时刻手动使控制器产生一个阶跃输出(如30％)，曲线；
如图4-14所示。
3.从曲线读出过程变量的变化范围(如50％--80％)，由此求出过程
增益
(4.25)
这里求出的是过程的动态增益，其中包括控制器的动态补偿部分。
4.求纯滞后时间τp：从反应曲线的最大斜率点作切线，得到与50％水平线的交点“t1”。
DTp＝t1-to＝τp(＝0.25分)(4.26)
5.求惯性时间常数LAGp：惯性时间常数LAGp等于过程变量改变“过程变量的变化范围×63％”
所用的时间(由图的0.6分)。
6.求纯滞后比：
(4.27)
7.求模型增益Kp:根据“纯滞后比”从的曲线查出“Kp.Kc”。
(由图查得“Kp.Kc”＝7.0)。由此求得模型增益为：
(4.28)
参考资料
1．I-PD制御、スミスむだ时间补制御なと＜计装＞1991.6．ＮＯ．３４－６
2.《工业过程控制系统设计范例》
图4-14过程反应曲线
0.1%30%50%10=?==控制输出的阶跃量过程变量的变化范围过程增益
）（惯性时间常数纯滞后时间纯滞后比42.0LAGDT
P
P===
7.0)(K)KK(K
P
CPP=?=
图4-15Kp.Kc～纯滞后比曲线
11
2采样控制
第三章中我们说过，计算机控制就是采样控制。这里说的采样控制是缘于常规仪表对于纯滞后时间
／时间常数比很大的过程的控制的一种方法。反馈控制的基础是其操作输出稳妥，要根据系统对前一次
输出的响应的判断来决定下一次的输出。但是在纯滞后时间很大的过程中，假如使用连续PID控制，往
往在操作输出的效果未被判明之前，就得更新下一次输出信号，这就违反了反馈控制的基本思想。在纯
滞后时间很大的系统中，为了忠实于反馈控制的基本原则，在一次操作输出之后，需要等待一段时间，
直到操作输出的效果完全表现出来后，再计算出下一次操作输出量。这就是采样PI/I控制的基本思想。
也可称之为“等等看”方法。
2.1一般采样控制
常规采样控制仪表是由PI调节组件、切换器和定时器组成。采样控制的功能框图如图4-16所示，
基本动作如图4-17所示。在t0的时间间隔内，只有t1时间
进行PI计算，在其余的时间内，输出保持误差为0。在0-t1
时间内的控制算法为：
(4.29)
在其余时间内en＝0控制输出保持不变。与常规PID的区别是在
积分项中没有比例益项。也就是说在采样PI控制中，允许Kp＝０。在一般采样控制系统中,采样周期和控制
时间取法如下:
to＝τ＋(2～3)To(4.30)
t1＝to/10(4.31)
式中T0为控制器的扫描周期。
图4-17(b)中，由于没有比例项，因此在0时刻和t1时刻，曲线没有
出现突变。看起来积分控制比PI控制更理想。可以期待，经过若干个采
样控制周期后，将使过程变量稳定在给定值附近。
任何一个数字控制器只要具有组态一个自由时钟和选择通过逻辑功
能，就可以进行采样控制。自由时钟（FreeRunningTimer）可以用一个累
加器来实现。先将to转换为0~100%，再求出控制器每个扫描周期的累加
量。自由时钟和采样开关的逻辑组态示意于图4-19。图中用了一个理想的明了
的表达式程序块，它可以进行数学和逻辑混合运算。读者可从选用的控制器中
找到相应的功能块来实现上述功能。以后在用到时不在说明。
过去模拟采样控制器定时周期为3分钟，控制脉冲宽度为18秒，比例带
一般大于300%，适用于分析仪表信号和纯滞后时间为2~2.5分钟的控制对象。
图4-16采样PI控制系统框图
KC
τ/Ti.sKPGP(s)
PV-
T
Timer
0~t1时刻，PV
通过，否则保持
图4-18自由时钟和它的简图
+
IFt=100
Than0.0
Elset
100
0.0
ζ0
Timer1ζ0
t
eT)ee(KMVn1nnCτ+?=??
100t)T(
0
0
0×=ξ
扫描周期累加量
PV
SV
MV
图4-19PI采样控制器
IFt<=10
ThanPV
ElseSV
Timer1
ζ0
Δ
E.S.O
A/M
≯≮
PV
图4-17PI采样控制输出曲线
12
2.2可变采样周期的采样控制
在一般的采样控制中，采样周期是一定的。但在浓度等混合控制中，纯滞后时间是与物料输送时间
有关的，而输送时间又与物料流量的
大小有关。因而纯滞后时间随物料流
量的变化而变化，这就要求采样周期
是可变的。可变采样周期的采样控制
就是针对这种情况而提出来的。对混
合过程的一个可变采样周期的采样控
制流程图如图4-20所示。控制器功能
组态如图4-21。
F1：物料流量
F:添加剂流量
V0：从注入点到检测点槽和配管的容积
τ:纯滞后时间
T:成份计的滞后时间和时间常数
t1:控制时间
因物料流量引起的纯滞后时间τ可由下式求得：
τ＝V0/F1(4.33)
代入(4.30)求得to＝τ＋(2～3)×To=V0/F1+(2~3)T0。
(4.34)
自由时钟与图4-18所示相同，知识这里接入的ζ1是一个变量。这种控制方式对各种成份混合过程控
制都是有效的。
2.3第二种采样控制
我们世道，对过程产生作用的是控制输出。只要我们能生成
图4-17(b)那样的曲线的控制输出，就可起到采样可的作用。这
样就可通过对控制输出进行采样保持处理得到第二种采样控制
方法。控制控制框图如图4-20。自由时钟与图4-18相同。
保持开关的表达式为：IFt<=10ThanMVElseMV0
用现有控制器实现第二种采样控制最简单的一种方法就是用自
由时钟信号来进行自动/手动切换。我们知道控制器切到手动后，如
果没有操作员干预，将保持切换时的输出值。这实际上就是一个保持
器。当再次切到自动时是无扰动的，从而实现图4-17所示的输出值
曲线。控制器组态图如图4-22所示。
SV+
图4-22第二种采样PI控制系统框图
PISWGP(s)
PV-
Timer
采样保持
MVMV0
PI控制器
图4-20可变采样周期的采样控制功能框图
流量控制
成分控制
×α
≮≯
注入比
SV+
PV-
成分
检测物料流
添加剂
V0
混合装置
T
F1.T0.100
V0+(2~3)T0.F1
Timer
ζ1
T
PV
SV
MV
图4-21变周期采样控制器
IFt<=10
ThanPV
ElseSV
Timer1
ζ1
Δ
E.S.O
A/M
≯≮
PV
PV
SV
MV
图4-22另一种采样控制器
IFt<=10
ThanON
ElseOFF
Timer1
ζ0
Δ
E.S.O
A/M
≯≮
100
T)3~2(FV
T
0
1
0
0
1×
+
=ξ累加量
13
2.4全程采样控制
在前面分析的采样控制方式中，在to-t1的一段时间内控制系统几乎没有作任何控制。而在纯滞后时
间很长的过程中，在这段时间中可能已发生了很大变化。这是造成
采样控制系统超调量大、精度差的主要原因。过程量在这一段时间
内的变化反应在前后两次的差值上。如果根据这一差值加以修正控
制，就可减少超调量，提高控制精度。这就构成了全程控制的采样
控制方式。其原理如图4-23所示。
3时间比例控制
PID典型应用于带调节阀的连续过程。在这里讨论时间比例控制是因为这种控制方式也适用纯滞后
系统。对于位式执行机构的对象不能直接进行控制，必须以PID的控制输出为一个工作周期(Dutycycle)
中的通断(ON/OFF)时间比，进行脉冲宽度调制，形成位式信号(ON/OFF)作用于位式执行机构来控制。我
们将这种控制称之为时间比例控制。其典型应用如加
热和制冷。加热过程的加热炉或电加热器等一类热源
通常总是简单的通／断，而且有着很大的惯性时间常
数，对输入信号响应很慢。制冷用电机驱动压缩机或
用电磁阀作执行机构。这都是适合使用时间比例控制
器进行控制的场合。
时间比例控制有三位式、二位式双极性和二位式单极性的时间比例控制，但以二位式单极性的时间
比例控制应用最多。这种时间比例控制器的原理框图如图4-24所示。
由连续数字式控制器实现时间比例控制的框图见图4-23。
图中的通断逻辑是判断在一个工作周期Ｔ中的通断比，控制输出信号
值就是在一个周期内接通时间所占比例，即
T1＝MV×T
T2＝T-T1
其中MV控制器的输出波形见图4-24。
对工作周期的选取是由用户来确定的。主要要考虑以下三个问题：
1.现首先要满足执行机构允许的通／断频度的要求。
2.同时又要保证控制系统的精度。一个工作周期中包括多少个控制
器的扫瞄周期决定了自由时钟的精度。如果包括100个扫瞄，自由时钟的精度就为1%。西门子
公司的时间比例控制器最多包括20扫瞄周期，可作选取参考。
3.考虑对象的惯性时间因素。
对惯性时间的因素，参考资料[3]对二位式温度控制的稳态精度进行了
分析，对有纯滞后的对象得出一个可参考的结论。对象特性：
＋T
－
Timer1
PIGp(s)SV+
PV-
图4-23全程采样控制系统框图
图4-24时间比例控制输出波形
ON
OFF
周期T
MV×T
SV+
图4-24时间比例PID控制系统框图
PID通断逻辑GP(s)
PV-
Timer
MV
位式机构
1sT
eK)s(G
a
s
2P
+?
?=?τ?
去位式
执行机构
PV
SV
MV
图4-23时间比例PID
控制器组态图
IFt<=t
ThanON
ElseOFF
Timer1
ζ0
Δ
E.S.O
A/M
≯≮
14
工作周期：
Ｔ＝5.933×α×ρ×Ta(4.34)
式中：α:接通时间与控制输出信号之比
ρ：百分精度要求
Ta：对象纯滞后时间常数
例如某电炉的Ta＝60分；α＝0.5；ρ=1％时
Ｔ＝60×1％×5.933×0.5＝1.8分(4.35)
工作周期Ｔ通过现场整定，比较实际控制精度来最后确定。
参考资料
⒈“I-PD制御、スミスむだ时间补制御なと”＜计装＞1991.6NO.34--6
⒉王秀峰等，《适应控制系统－理论、设计与应用》化学工业出版社
⒊周鸿兴等，《两位式温度控制器分析》自动化仪表1985NO.6
⒋王永初等，《工业过程控制系统设计范例》科学出版社
⒌
4超弛控制
PID与超弛逻辑单元组成的控制控制系统称超弛控制系统(OverrideControl)。它既有调节功能，又有
防止事故的功能，一旦有事故苗头，就使控制系统处于超弛状态，转而自动处理事故；确信生产过程处
于安全状态后，再自动恢复系统的调节功能。这与后面讨论的选择控制是属于同一种“软保护控制”。这
对生产安全、提高生产自动化程度和减轻生产着的劳动强度是很有好处的。
超弛控制系统按超弛逻辑类型可分为节点超弛控制和低值选择超弛两种；按参与控制的回路分有节
点单回路超弛控制系统、双回路超弛控制系统和串级超弛控制系统。它们的共同的特点是在指定条件下，
控制器可处于超弛状态，在脱离该状态后又可恢复调节功能。
4.1节点超弛控制系统
节点超弛控制是在单回路调节系统上迭加一个开关量(如报警信号)逻辑单元所构成的控制系统，这是
一种较简单的超弛控制系统。通过一个调节阀，达到调节主要变量和保证次要变量不超限两个目的，就
是这种调节系统的特点。
蒸馏塔流量超弛控制系统[实例1]
先来看一个图4-25所示的蒸馏塔的流量控制系统。B1、B2两塔是连通的，要求在调节流量时，不
能使B1塔的液位太低，否则会造成互相穿气事故。
为此，在液位正常时进行流量调节，一旦液位超低限就发出报警信号
(节点信号)，切断流量调节系统的输出，使其处于超弛状态，并使阀门关
闭。直到BI塔的液位恢复正常，报警信号解除，流量调节系统再次恢复调
节功能。我们将这种调节系统称为节点超弛控制系统。
要实现这种超弛控制，常规仪表调节器要增加一个超弛组件(硬件)；
对于数字控制器有两种方案可以实现。
FIC
1Override
气体
液体B1
B2
图4-25蒸馏塔流量超弛
控制系统
15
第一种方案：
增加一个软件功能块，以液位报警信号LLA为触发信号将控
制输出切换为0.00，将阀门关闭。报警信号消失后，自动切为控制
输出MV。如图4-26(a)所示。表达式中的“!”为“非”运算,运算
结果是：不报警时LLA为0，“非”运算后为1；表达式的运算结
果为MV；反之为0.00。这里的控制器需要有抗积分饱和措施。
第二种方案：
对于有跟踪功能的控制器，以液位报警信号LLA作为跟踪的
触发信号，而跟踪变量组态为0.00。一旦出现液位报警，自动将将
控制器切为跟踪方式，由于跟踪信号为0.00，因此阀门关闭；一旦报消失，又自动切为控制方式。如图
4-26(b)所示。有这种跟踪功能控制器具有抗积分饱和能力。
4.2一般超弛控制系统
在上面的节点超弛控制中，液位的恢复是不进行控制的。而在另一些场
合，则需要进行控制。这时对第二个参数也要组成一个控制回路。
热交换器温度-压力超弛控制系统[实例2]
图4-27的热交换器的温度-压力超弛控制就是一个典型的例子。在很多
热交换器的控制应用中，蒸汽压力大于容器的额定压力。为此除控制工质的
温度外，要对容器的压力进行控制。它们都是通过蒸汽阀门来进行调节。因
此只能用超弛控制的方法来实现。一般情况下，由温度控制器(简称主控)掌
握控制权，以保证产品质量。一旦压力要超高限，切换由压力控制器(简称次
控)进行控制，降低容器压力，避免事故。当压力进入安全区后再由温度控制器进行控制。
在常规仪表控制中选用带有积分外反馈的控制器，通过低值选择器来实现切换的。阀门选用汽开阀。
温度控制选用正作用，压力控制器选用反作用。在正常情况下液位离上限值远，偏差大，控制输出是一
个很大的值。液位越高，偏差越小，控制输出也越小。直到小于主控输出值后，通过低值选择器切换由
压力控制器控制。两个控制器的控制输出曲线如图4-28所示。
对于数字控制器实现这种功能也有两种方案。
第一种方案
通过控制器带有的输出选择功能来实现，不需要增加其它的软件和硬件。控制输出选择器除本控制
输出外可另外接两个变量。控制器这样组态：一个外接接压力控制器输出；第三个组态为100.0；控制器
组态为低值选择。这实际上是一个选择控制系统，温度控制器不需要积分外反馈功能，它本身具有抗积
分饱和的能力。压力控制器需要有积分外反馈的功能，以克服超弛时可能出现的积分饱和问题。控制器
功能组态如图4-29(a)所示。
第二种方案
Δ
E.S.E
Track
A/M
≯≮
PV
SV
MV
去阀门
表达式0.00LLA
Δ
E.S.E
Track
A/M
≯≮
PV
SV
0.00LLA
(a)
(b)
表达式：
!LLAMV+LLA0.00
图4-26节点超弛控制的两种实现方案
TIC
1PIC1低选
外反馈蒸汽
工质
图4-27热交换器温度-压力
超弛控制系统
16
第二方案是将两个控制器的输出信号接到触点逻辑选择单元上，如节点超弛控制一样通过压力报警
信号PHA来触发控制器输出切换。控制器功能组态如图4-29(b)。
我们可以认为图4-29(b)所示的组态要优于图4-29(a)所示的组态。既能延长温度控制的时间，又能确
保压力回路的安全。
4.3串级超弛控制系统
在上面的超弛控制中，在温度调节时将压力回路放在一边不管不是十分合理。如果将两个回路组成
一个串级控制系统，温度控制放在主回路，压力控制放在副回路。一旦压力超高限报警，将串级方式切
换副回路的自动方式。报警信号解除后再切换为串级方式。这个系统我们称为串级超弛控制系统。它的
优点是利用副回路来克服系统对压力的干扰，起到部分稳定作用。
氨冷器温度-液位超弛控制[实例3]
小化肥厂的氨合成和精练工段都有一个氨冷器，是一种在化工生产过程中用得很多的冷却设备。在
氨合成中对出口气体的温度控制要求高，降低出口气体的温度就能降低入塔气中的氨含量，这对提高合
成效率是十分重要的。进入氨冷器的液氨越多，气体与液氨的
换热面积就大，出口气体的温度就越低；为达到调节温度的目
的，调节阀既可按在液氨管线(进口)上，也可按在氨气管线上。
调节阀按在氨气管线上对象迟后小，反应较灵敏，但高压大口
径阀门成本太高。故调节阀一般安装在液氨管线上。但温度又
与液氨的蒸发量有关，蒸发需要一定的空间。液位也不能太高，
否则蒸发面减小，冷却效果不能提高。就是说工艺上有一个最
佳液位，当超过这个液位后，靠增加液氨进入量达不到降温的
目的。此时必须先将液位降下来，然后再进行温度调节。由于液位不但受液氨流量的影响，而且受出口
压力的影响，为了迅速克服系统的这一影响我们建立串级超弛控制系统如图4-30所示。
控制器的功能组态如图4-31所示。副回路控制器操的作方式(OperationMode)组态为串级、自动、手
操三种方式。由氨冷器液位的液位高限报警信号触发，将副回路由
串级切换为自动。此时副回路按本地设定值进行调节，将液位降低
到安全位置后，报警信号消失，控制系统切换为串级，主回路对出
口温度进行控制，而副回路对液位进行稳定。
图4-28超弛控制功能组态方案
Δ
E.S.E
Select
A/M
≯≮
温度
SV
Δ
E.S.E
Select
A/M
≯≮
压力
SV
积分外反馈
Δ
E.S.E
Track
A/M
≯≮
压力
SV
TPHA
Δ
E.S.E
Track
A/M
≯≮
温度
SV
积分外反馈
(a)(b)
切换表达式：!PHAMV1+PHAMV2
MV1
MV2
MV2
TIC
1LIC2
LHA
T
液氨
Local
LspTsp
温度
液位
LHA：液位高报警，Lsp：液位设定值
Tsp：温度设定值，Local：本地设定值
图4-30氨冷器温度-液位超弛控制系统
PHA
Δ
E.S.E
Track
C/A/M
≯≮
压力
切自动
图4-31串级超弛控制系统功能组态
MV1
Δ
E.S.E
Track
CA
≯≮
温度
SVRemote
MV2
SVLocal
17
由于串级系统的三种操作方式间切换是无扰动的，因此不需要控制器具有积分外反馈功能。有关串
级控制回路的组态参考有关章节。
传热过程可以用一个三阶容积迟后环节来模拟。其典型的简化形式是：
例如某个氨冷器的传递函数为：
因此控制器可选用带外部反馈的PI或PID控制器。
4.4超弛控制器的选型和参数整定
4.4.1对控制器的要求
超弛控制系统中总有一个控制器就是处于开环状态，控制器将将出现积分饱和。因此要求控制器具
有抗积分饱和的措施。对于通过低值选择器来切换的系统，要求控制器具有积分外反馈的功能。
在低值选择器的超弛控制系统中，次控输出要高于主控输出值，次控输出跟踪主控输出。因此控制
器要有跟踪功能。
控制器要有开关量逻辑功能。
4.4.2控制规律和参数整定
l主控回路要求控制精度高，根据对象特性选用PI或PID控制规律。
l次控回路一旦取代控制，就要求快速脱离危险条件，因此要求响应快，选取大比值(比例度小)的比例
控制规律。
l如果是分别工作的单回路就按单回路参数整定方法整定，如果是串级超弛系统，按串级系统进行整
定。
1sT
eK)s(Gs0
P+?=
?τ?
1s65.91
eK)s(Gs5.190
P+?=
??
18
5选择性控制
选择性控制是把工艺过程中必要的限制条件构成一种或多种逻辑关系，然后迭加在正常的控制系统
上的一种控制系统。这种逻辑关系构成对某些信号进行选择的条件。它是用于不安全情况下的控制方案，
是一种“软保护控制”。选择控制还可以用于构成非线性系统，改善系统的调节品质，或按一定的操作规
程，实现启停控制。后者是选择控制与超迟控制的主要区别。但是选择控制和超迟控制还是有很多相似
的地方，特别是对于控制输出和设定值选择控制系统与超迟控制在控制器选型、要求和参数整定方面是
一致的。
按选择的变量不同可分为：过程变量选择控制，设定值选择控制和控制输出变量选择控制。选择器
一般有高值选择、低值选择、中值选择、连续量逻辑条件选择、开关量逻辑条件选择和参数计算选择等
多种形式。一些控制器在输入/输出回路已组态有高/中/低值选择器。这里先来讨论这些选择器的功能组
态。在今天的控制器组态软件里，数字运算和逻辑运算可混合运行。我们将以这种方式给出它们的功能
组态。
5.1过程值选择控制：
5.1.1过程输入高值选择控制
高值选择是指从N个变量中选取一个最大的变量，常用于过程值选择控制。
小化肥厂的氨合成温度控制[实例4]
氨合成反映在合成塔内的触媒框内进行，触媒床层温沿塔高分布是随触媒活性的降低而向中下部移
动。层温的最热点称为热点温度，它是合成过程中的一个重要参数。对
一定的平衡转化率来说有一个“最适宜”的热点温度，只有将这个热点
温度控制在这个最适宜热点温度附近才能是合成速度快，增加产量，而
又烧坏触媒。为了测量出这个热点温度，沿塔高安排12个测点进行测量，
然后从这12点温度中选出最高的作为热点温度，以它作为合成温度控制
的过程变量，建立温度控制系统。
控制功能组态如图4-32所示。12点温度由温度变送器送到控制器的
借口模块进，经标度换算后，进入高值选择器，选出触媒的热点温度作为过程变量送到控制器进行控制。
高值选择器的表达式为：
(T1>=T2andT1>=T3and…T1>=Tn)×T1+
(T2>T1andT2>=T3and…T2>=Tn)×T2+
(T3>T1andT3>T2and…T3>=Tn)×T3+
……
(Tn>T1andTn>T2and…Tn>Tn-1)×Tn
允许变量的多少，取决于控制器的内存。需要说明的是：有的温度传感器断偶后的读数是一个极大
的数值。因此在组态高值选择器之前，需要对温度信号进行确认。否则选择温度是一个虚假的温度。最
新的控制器在输入一个连续量信号的同时输入该信号的质量信号，如T1Q=“good”或“bad”。如果为
T1Q=“bad”应拒绝该信号。
高值选择器
T1
T2T
3
Tn
PV
图4-32过程值选择控制系统
Δ
E.S.E
Select
Track
A/M
≯≮
MV
SV
19
5.1.2过程输入连续量逻辑条件选择控制
按连续量逻辑条件选择一个变量，也常用于过程值选择控制。
宽量程的流量测量[实例5]
当一个流量的量程很大，而对小流量信号的精度要求很高时，可以用2~3个不同量程的差压变送器
来分段测量。分别利用每个仪表的最高精度部分，来提高流量的测量精度。例如测量0~500英寸水柱范
围的流量时可用0~5，0~50，0~500英寸水柱三种差压变送器来测量。相应输入信号的范围是：0~1，0~5，
0~100%。要控制器按不同量程选择输入信号，就要设计一个过程变量选择控制系统。
选择控制的功能组态见图4-33。图中的表达式为：
(I1<=1)I1+(I2<=10andI2>1)I2+(I3<=100andI2>10)I3
5.1.3过程输入参数计算选择控制
流量信号的温压补偿[实例6]
锅炉生产的蒸汽为过热蒸汽，用差压变送器测量这种蒸汽流量时，一般要进行温度、压力补偿。南
京工学院为此提出下面的经验公式：
（4-30）
G－吨/小时，蒸汽流量的校正值
?p－100%(取相对值),差压
P－Mpa,蒸汽压力(表压，非绝对压力)
t－°C，蒸汽温度。
TS、PS为孔板的设计条件下的取值。
然而测量过程中，如果压力变送器故障，就可能使补偿后的流量信号为0。使本来可控的流量回路
变成不可控的回路了。同样的情况也出现在气体流量信号的温压补偿过程中。这有违补偿的本意。为此
我们此时仍可用未补偿的流量信号进行控制。这也是过程输入选择控制。
温压补偿选择控制功能组态如图4-34所示。过热蒸汽的温度压
力补偿按(4-30)式组态。气体的温压补偿公式：
式中T=172.3+t℃，绝对温度。
标度换算在控制器组态时完成。
5.2控制输出选择控制
5.2.1低值选择控制
低值选择一般用于控制输出选择控制。低值选择器表达式在形式上与高值选择器是一样的。只是把
PQ=Bador
TQ=Bad
温压补偿
标度换算
T
压力
温度
差压
流量
PV
图4-34温压补偿计算选择控制功能组态
100P51.5166tPpKG
100
P61.566.1
100
t
Pp5.182.10KG
流量量程
或
××?+×?=
×?+
×?××=
S
ss
P
100)P51.5166t(K××?+=
T
PKGp×?=
20
“>”改“<”。4.2节中的超弛控制就是通过低值选择来实现的，也是输出选择控制的应用例。
低值选择器的表达式为：
(T1<=T2andT1<=T3and…T1<=Tn)×T1+
(T2
(T3
……
(Tn
允许变量的多少，取决于控制器的内存。
5.2.2中值选择
从三个中选出一个中值的中值选择是应用很广的。三选一的中值选择的表
达式为：
(V1>V2andV1V3andV1
(V2>V1andV2V3andV2
(V3>V1andV3V2andV3
控制输入/输出分支中的中值选择器可以用来用来进行限幅。此时V1组态
为低值如0.00,V3组态为高值如100。通过中值选择器后输出的值在0.00~100之
间。
5.3设定值选择控制
工艺参数随工艺过程的改变而改变是常有的事。特别在启停过程种更是如此。这就要求控制回路的
设定值不是固定的，而是随工艺过程改变。为满足这种需要，就要在设定值附加一些把引起改变的工艺
逻辑关系，从而形成了设定值选择控制。
5.3.1参数计算选择
有些参数选择不单依据逻辑条件，而且还要依据数学计算结果，按工艺要求的规律给出控制信号。
5.3.1.1.1.1.1.1.1两种燃料的燃烧温度控制[实例7]
加热器燃烧两种燃料来使工质加热。因此主被控参数是工
质的出口温度。在一般情况下，燃烧qA燃料来提供热量。但
当所需要的热量超过qA所能提供的最大热量后，要由qB燃料
来补充。为此我们组成一个带两个副回路的串级控制系统。如
图4-35所示。主回路是温度控制回路；两个副回路是燃料qA
和燃料qB的流量调节回路。当主回路的控制输出MV1小于燃
料qA的最大允许值GAm时，副回路qB的设定值运算结果为
低值选择器
T1
T2T
3
Tn
PV
图4-35高值选择
Δ
E.S.E
Select
Track
A/M
≯≮
PV
SV
MV
图4-36用中值选择限幅
1000.00
FIC
1FIC
2
燃料qA燃料qB
<
TIC1
GBsp
GAsp
GAm
Tsp比例
图4-37双燃料温度-流量选择控制
21
零，调节阀关闭。当主回路的控制输出MV1大于燃料qA的最大允许值GAm时，副回路qB的设定值运
算结果为MV1-GAm，调节阀打开，补充燃料qB。而副回路qB此时氨固定设定值调节。这种选择器的组
态是很简单的，一个低值选择器和一个减法器。
5.3.2连续量条件选择
条件选择分连续量逻辑条件和开关量节点条件选择两种。开关量节点条件选择组成切换开关
(Switch)，常用于变量选择。4.1和4.2节中的一般超弛控制就有节点条件选择控制例子。低值选择就是连
续量逻辑条件选择的一种。下面来讨论一个用低值选择器选择设定值的控制系统。
5.3.2.1转窑控制设定值选择控制[实例8]
砖窑是很多硅酸盐制品的重要设备。要炉的温度、气氛(含
氧量)、原料量对产品的质量与生产效率都有直接影响。供料
波动、燃料成常变化。用一个调节阀综合控制几个工艺变量(炉
温、含氧量和原料/然料比)就要建立设定值选择控制系统，如
图4-38所示。
在温度和氧含量不超过规定值时,温度控制回路输出低
于成分控制回路的输出值，它们又高于原料和燃料比值，此时，
控制系统是一个原料和燃料的配比控制系统。当温度要超高限时，温度控制输出将小于原料和燃料的比
值，此时是一个温度-流量串级比值控制系统。当含氧量超限时，其控制回路输出最小，此时是一个含氧
量-流量串级控制系统。因此本系统可以把温度和含氧量控制在一定范围内。
如果系统按串级控制回路设计，不需要另加抗积分饱和措施。也可用三个单回路控制器来组态。此
时的温度控制器横分控制器需要具有积分外反馈功能。
5.4控制选择和参数整定
选择控制和超迟控制有很多相似的地方，特别是对于控制输出和设定值选择控制系统与超迟控制在
控制器选型、要求和参数整定方面是一致的。
5.4.1对控制器的要求
1)选择控制系统中如果有一个控制器处于开环状态，控制器将出现积分饱和。因此要求控制器具有抗
积分饱和的措施。对于通过低值选择器来切换的系统，要求控制器具有积分外反馈的功能。
2)在低值选择控制系统中，次控输出要高于主控输出值，次控输出跟踪主控输出。因此控制器要有跟
踪功能。
3)控制器要有开关量逻辑功能，和数学计算能力。
5.4.2控制规律和参数整定
1)主控回路要求控制精度高，根据对象特性选用PI或PID控制规律。
2)次控回路一旦取代控制，就要求快速脱离危险条件，因此要求响应快，选取大比值(比例度小)的比例
控制规律。
3)如果是分别工作的单回路就按单回路参数整定方法整定，如果是串级超弛系统，按串级系统进行整
定。
FIC
1
TIC
1AIC1<
<×含氧量温度
燃料流量
对应原料
实际重量
比值
图4-38窑炉多变量选择控制系
22
6时间程序控制系统
在生产过程中，特别是在设备启动过程中，控制回路的设定值往往是变化的。如热处理的升温过程
和降温过程就是这种例子。一些对象要求设定值依照一定的时间关系变化，而另一些对象则要求设定值
随另一个参数变化。前者称为时间程序控制。后者称比例控制。这里讨论的是时间程序控制。一些控制
器厂家提供专用的程序控制器。但是有些过程在按时间程序启动后要进行定值调节。因此控制器最好能
随意组态出时间程序，以便于同期他控制回路协调进行控值。
程序控制系统要讨论的设计问题主要有以下几个问题：时间程序的实现、对控制器的要求、控制规
律的选取和参数整定等问题。
6.1时间程序的实现
常规仪表是由硬件来实现的。初期的数字控制器仿效常规仪表给出专门的程序控制器，其组态过程
也几乎一样。现在的控制器内存容量大，提供了多种功能，实现时间程序组态是很容易的。
6.1.1利用折线表组态时间程序
现在的过程控制器都提供一种折线表块(PiecewiseTableBlock)。有的容量达x60，y60点，可以很高
的精度实现任意的时间曲线或其他曲线。控制器在读表时采用线性插值方法读取数据,块输出为：
这里的xI坐标是时间,在组态好折线块后，只要将时钟与其向连
接，就可得到时间函数曲线，
6.1.2利用自由时钟组态是建成控制器
利用自由时钟组态是建成控制器是经常与的课题。下面用一个小化肥厂造气炉的入炉蒸汽控制系统
为例来进行说明。入炉蒸汽控制系统[实例9]
6.1.2.1时间曲线
在不可测温的情况下，可把入炉蒸汽流量作为被调参数，通过生产实践寻求最佳入炉蒸汽流量曲线，
进行闭环控制，也被实践证明是有益的。其线性变化曲线如（２）式：
ＱA＝Ｑ0-ｋ(t-t0)(2)
式中：ＱA:-瞬时入炉蒸汽流量，
Ｑ0:-初始入炉蒸汽流量，ｋ:-下降斜率，
ｔ:-制气时间，ｔ0:-起始时间（本次）。
这就是说，为获得较好的制气效果，吹汽强度应按时间递减变化。这是我们建立入炉蒸汽流量控制
回路的依据（此外,在条件可能的情况下，为消除吹风量大小和炉温变化的影响，可将它们引入回路进行
前馈修正）。
6.1.2.2控制回路
根据前面的分析，我们得到的入炉蒸汽流量控制回路如图2-3所示。蒸汽注入造气炉是造气过程中
)y()xInput()xx(yy(Output11
12
)12+?×
?
?=
折线块时钟块Δ
E.O.O
Track
A/M
≯≮
PV
SV
MV
图4-39利用这线块
组态程序控制器
23
的中心环节,入炉蒸汽控制回路具有以下特点:
1)入炉蒸汽控制是一个时间程序控制系统。要求控制系统对设定值改变有很好的跟随性。
2)入炉蒸汽控制是间歇工作的，一个循环中又有上吹、下吹和二次上吹三个阶段。每个阶段的设定值
又不相同，要设计几套时间程序，供不同阶段进行选择。因此它又是一个设定值选择控制系统。
3)每一个循环的控制要求是重复的，要求控制系统能够迅速回到起始位置。间歇时间短，积分饱和的
问题不突出；
4)造气循环过程是由单独的程控分系统来控制的，。由程控系统（PLC）的信号控制入炉蒸汽控制回
路的启停和切换，协调工作，这就对控制回路的自动化程度提出了更高的要求；
5)造气过程中有人工加煤、除灰操作，再启动时通过手动切换为自动；为与此相适应，控制回路将通
过软手操来控制入炉蒸汽流量；
6)上吹、下吹通过＂步进＂、＂步延＂按钮改变吹气时间时，控制回路也应能改变注入蒸汽曲线；
由此可知，这是一个相当复杂的回路，它要把很多逻辑条件组合起来，叠加在PID控制算法上，实
现程序控制、自动复位、程序选择、在线试验和对操作条件改变的适应。
6.1.2.3时间程序的实现
按(2)式建立时间程序。
设：QU1：上吹起始流量；
QU2：上吹末流量；
QD1：下吹起始流量；
QD2：下吹末流量；
?T：控制器得扫描周期；
qU：上吹时的下降斜率；
qD：下吹时的下降斜率；
我们组态出上、下吹入炉蒸汽流量变化曲线如图1-6所示。当不进行上、下吹时，程序处于复位
状态：即：
S2=QU1
D2=QD1
RSV=0
此时流量测量值也为0，故误差为0。但我们要
求阀门处于最大开度，以保证调节时的入炉蒸汽流
4
TTQQq
D
2D1D
D?×
?=
TTQQq
U
2U1U
U?×
?=
qUSUB
QU1
S1
S2
qDSUB
QD1
D1
D2
RSV
图1-6上、下吹入炉蒸汽流量设定值曲线组态
Block4
DI1S2+
!DI2D2
Block2
DI1S1+
!DI1QU1
Block3
DI2d1+
!DI2QD1
24
量能跟上设定值的变化。调节阀门为气开阀，因此我们让控制输出跟踪一个给定值，以保证阀门的起始
开度。
当上吹信号DI1为“Closed”时，通过Block4的是S2=QU1，而后通过的为S2=S1=S2-qU。这就是说，
上吹的入炉蒸汽流量的设定值是按(2)式随时间减少的。
当下吹信号DI2为“Closed”时，通过Block4的是D2=QD1，而后通过的为D2=D2-qD。这就是说，下吹的入
炉蒸汽流量设定值也是按(2)式随时间减少的。
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