附錄1
第十二頁
第十一頁
第十頁
第九頁
第八頁
第七頁
第六頁
第五頁
第四頁
第三頁
第二頁
第一頁
封面
忽略Vcc繞組損耗(因其電流甚小)TotalPp=0.461W
總的線圈損耗:Pcu=Pc+Pp=0.399+0.461=0.86W
原邊直流損:PPDC=Irms2RPDC=0.5720.348=0.113W
交流損:Ppac=I2pacRpac=0.7920.557=0.348W
求各繞組交、直流電阻.
計算各繞組交直流損耗:
4>估算溫升△t
估算之溫升△t小於SPEC,設計OK.
查LP32/13BOBBIN之繞線幅寬為21.8mm.
考量安規距離之沿面距離不小於6.4mm.
為減小LK提高效率,采用三明治結構,其結構如下:
Np
#1
3.2/3.2
1L
SHI
#2
2mils12
3L
Ns
#3
#4
#5
Nvcc
#6
2L
#7
連結兩A點
2>計算鐵損PFe
查TDKDATABOOK可知PC44材之△B=0.2T時,Pv=0.025W/cm2
相關參數如下:
μi=2400±25%Pvc=300KW/m2@100KHZ,100℃
Bs=390mTBr=60mT@100℃Tc=215℃
為防止X''FMR出現瞬態飽和效應,此例以低△B設計.
選△B=60%Bm,即△B=0.6(390-60)=198mT≒0.2T
AP=AWAe=(Pt104)/(2ΔBfsJKu)
=[(60/0.83+60)104]/(20.2701034000.2)=0.59cm4
式中Pt=Po/η+Po傳遞功率
J:電流密度A/cm2(300~500)
Ku:繞組系數0.2~0.5.
2>形狀及規格確定.
形狀由外部尺寸,可配合BOBBIN,EMI要求等決定,規格可參考AP值及形狀要求而決
n=[VIN(min)/(Vo+Vf)][Dmax/(1-Dmax)]
VIN(min)=90√2-20=107V
CHECKDmax
Dmax=n(Vo+Vf)/[VINmin+n(Vo+Vf)]
本例以IL達80%Iomax時為臨界點設計變壓器.
即:IOB=80%Io(max)=0.83.16=2.528A
1>求coreAP以確定size
Step4求匝數比n
Step2確定CoreSize和Type.
Step5求CCM/DCM臨界狀態之副邊峰值電流ΔISB.
ΔISB=2IOB/(1-Dmax)=22.528/(1-0.52)=10.533
Step6計算次級電感Ls及原邊電感Lp.
Io(max)=(2ΔIs+ΔISB)(1-Dmax)/2
∴
ΔIsp=ΔISB+ΔIs=Io(max)/(1-Dmax)+(ΔISB/2)
=3.16/(1-0.52)+10.533/2=11.85A
=4601.975/(0.270.3)=64.6Ts
Ls=(Vo+Vf)(1-Dmax)Ts/ΔISB
=(19+0.6)(1-0.52)(1/70000)/10.533=12.76uH
Lp=n2Ls=6212.76=459.4uH≒460uH
值.
此電感值為臨界電感,若需電路工作於CCM,則可增大此值,若需工作於DCM則可適當調小此
ΔIs=Io(max)/(1-Dmax)-(ΔISB/2)
Step8求CCM時原邊峰值電流ΔIpp.
ΔIpp=ΔIcp/n=11.85/6=1.975A
Step9確定Np、Ns.
匝值,故調整Np=60TsORNp=66Ts
因計算結果為分數匝,考慮兼顧原、副邊繞組匝數取整,使變壓器一、二次繞組有相同的安
考量在設定匝數比n時,已有銅損增加,為盡量平衡Pfe與Pcu,在此先選Np=60Ts.
1>NpNp=LpΔIpp/(ΔBAe)
求每匝伏特數VaVa=(Vo+Vf)/Ns=(19+0.6)/10=1.96V/Ts
Step10計算AIRGAP.
lg=Np2μoAe/Lp=60243.1410-770.3/0.46=0.69mm
∴Nvcc=(Vcc+Vf)/Va=(12+1)/1.96=6.67Ts
1>dwp
Step11計算線徑dw,估算銅窗占有率.
0.4125.3=50.12
2>求出各繞組之RDC和Rac@100℃
3>求各繞組之損耗功率
4>加總各繞組之功率損耗(求出Total值)
2>dws
3>dwvcc
4>估算銅窗占有率.
0.4Aw≧Nprpπ(1/2dwp)2+Nsrsπ(1/2dws)2+Nvccrvπ(1/2dwv)2
1>求出各繞組之線長.
3.2/3.2
第一節.概述.
第二節.工作原理
返馳式變壓器設計原理
(FlybackTransformerDesignTheory)
2.轉換效率高,損失小.
3.變壓器匝數比值較小.
1.電路簡單,能高效提供多路直流輸出,
4.輸入電壓在很大的範圍內波動時,仍可有較穩定的輸出,目前已可實現交流輸入在85~265V
1.輸出電壓中存在較大的紋波,負載調整精度不高,因此輸出功率受到限制,通常應用於150W
Step3估算臨界電流IOB(DCM/CCMBOUNDARY)
2>NsNs=Np/n=60/6=10Ts
3>Nvcc
返馳式(Flyback)轉換器又稱單端反激式或"Buck-Boost"轉換器.因其輸出端在原邊繞組斷開電源
一、返馳式轉換器的優點有:
因此適合多組輸出要求.
間.無需切換而達到穩定輸出的要求.
二、返馳式轉換器的缺點有:
以下.
2.轉換變壓器在電流連續(CCM)模式下工作時,有較大的直流分量,易導致磁芯飽和,所以必須
在磁路中加入氣隙,從而造成變壓器體積變大.
Vcemax=VIN/1-Dmax
VIN:輸入直流電壓;Dmax:最大工作周期
Ic=Ip=2Po/(ηVINDmax)
由此可知,想要得到低的集電极電壓,必須保持低的Dmax,也就是Dmax＜0.5,在實際應用中通常取
開關管Tron時的集電极工作電流Ie,也就是原邊峰值電流Ip為:Ic=Ip=IL/n.因IL=Io,故當Io一
η:轉換器的效率
公式導出如下:
則Po又可表示為:
Dmax:最大導通占空比
圖2返馳式轉換器波形圖
輸入電壓:VIN=Ldi/dt設di=Ip,且1/dt=f/Dmax,則:
2.傳輸功率.由於CORE材料特性,變壓器形狀(表面積對體積的比率),表面的熱幅射,允許溫升,工
3.原,副邊繞組每匝伏數應保持相同.設計時往往會遇到副邊匝數需由計算所得分數匝取整,而導
4.電感值Lp.電感Lp在變壓器設計初期不作重點考量.因為Lp只影響開關電源的工作方式.故
step9確定Np,Ns.
Dmax=ton/T
VIN=LIpf/Dmax或Lp=VINDmax/Ipf
∴Ip=2Po/ηVINDmax
上列公式中:
VIN:最小直流輸入電壓(V)
Lp:變壓器初級電感(mH)
Ip:變壓器原邊峰值電流(A)
f:轉換頻率(KHZ)
由上述理論可知,轉換器的占空比與變壓器的匝數比受限於開關電晶體耐壓與最大集電极電流,
反激式變換器一般工作於兩種工作方式:
DCM和CCM在小信號傳遞函數方面是极不相同的,其波形如圖3.實際上,當變換器輸入電壓VIN
1.儲能能力.當變壓器工作於CCM方式時,由於出現了直流分量,需加AIRGAP,使磁化曲線向H
P=fVe∫BsHdB
Ve:磁芯和氣隙的有效體積.
orP=1/2Lp(Imax2-Imin2)
式中Imax,Imin——為導通周期末,始端相應的電流值.
圖4有無氣隙時返馳變壓器磁芯
第一象限磁滯回路
在交流電流下氣隙對ΔBac無改變效果,但對ΔHac將大大增加,這是有利的一面,可有效地減小
在直流電流下氣隙的加入可使CORE承受更加大的直流電流去產生HDC,而BDC卻維持不變,因此
外加的伏秒值,匝數和磁芯面積決定了B軸上ΔBac值;直流的平均電流值,匝數和磁路長度決定
在實際設計中通過調整氣隙大小來選定能量的傳遞方式(DCM/CCM).若工作於DCM方式,傳遞
5.磁飽和瞬時效應.在瞬變負載狀況下,即當輸入電壓為VINmax而負載電流為Iomin時,若Io突然增加,
選定CORE材質
高Bs、低損耗、低成本
決定CORE規格
工作模式確認
CCM/DCM
設計匝數比
原副邊峰值電流計算
計算原、副邊電感
原、副邊匝數計算
繞組線徑確定
結構設計
綜合考量安規、成本、易制性、
打樣及優化調整
電氣性能、機械強度等.
step1選擇CORE材質,確定△B.
如:Np=60Ts,LP32/13BOBBIN繞線平均匝長4.33cm
則lNP=604.33=259.8cm
Ns=10Ts
則lNS=104.33=43.3cm
Nvcc=7Ts
R@100℃=1.4R@20℃
副邊平均峰值電流:Ispa=Io/(1-Dmax)=3.16/(1-0.52)=6.583A
副邊直流有效電流:Isrms=√〔(1-Dmax)I2spa〕=√(1-0.52)6.5832=4.56A
副邊交流有效電流:Isac=√(I2srms-Io2)=√(4.562-3.162)=3.29A
Φ0.40mmWIRERDC=0.00203Ω/cm@100℃
求副邊各電流值.已知Io=3.16A.
求原邊各電流值:
∵NpIp=NsIs
原邊平均峰值電流:Ippa=Ispa/n=6.58/6=1.097A
原邊直流有效電流:Iprms=DmaxIppa=1.0970.52=0.57A
原邊交流有效電流:Ipac=√DI2ppa=1.097√0.52=0.79A
輸出功率:Po=LIp2η/2T
定時,匝比n的大小即決定了Ic的大小,上式是按功率守恆原則,原副邊安匝數相等NpIp=NsIs而導
出.Ip亦可用下列方法表示:
Po=ηVINfDmaxIp2/2fIp=1/2ηVINDmaxIp
而此兩項是導致開關晶體成本上升的關鍵因素,因此設計時需綜合考量做取舍.
在變壓器中的一部分能量在toff末保留到下一個ton周期的開始.
在一個較大範圍內發生變化,或是負載電流IL在較大範圍內變化時,必然跨越著兩種工作方式.因此
返馳式轉換器要求在DCM/CCM都能穩定工作.但在設計上是比較困難的.通常我們可以以DCM/
CCM臨界狀態作設計基準.,並配以電流模式控制PWM.此法可有效解決DCM時之各種問題,但在
CCM時無消除電路固有的不穩定問題.可用調節控制環增益編離低頻段和降低瞬態響應速度來解
決CCM時因傳遞函數"右半平面零點"引起的不穩定.
2.電感電流連續模式CCM(ContinuousInductorCurrentMode)或稱"不完全能量轉換":儲存
儲存在變壓器中的所有能量在反激周期(toff)中都轉移到輸出端.
1.電感電流不連續模式DCM(DiscontinuousInductorCurrentMode)或稱"完全能量轉換":ton時
小ton時間,用較長的時間來傳輸電能到輸出端.即要求導通占空比D小於0.5.使電路工作於DCM模式.
定,結合上述原則,查閱TDK之DATABOOK,可知RM10,LP32/13,EPC30均可滿足上述要
求,但RM10和EPC30可用繞線容積均小於LP32/13,在此選用LP32/13PC44,其參數如下:
Ae=70.3mm2Aw=125.3mm2AL=2630±25%le=64.0mm
AP=0.88cm4Ve=4498mm3Pt=164W(forward)
=5.5≒6
=[107/(19+0.6)][0.5/(1-0.5)]
匝比n可取5或6,在此取6以降低鐵損,但銅損將有所增加.
=6(19+0.6)/[107+6(19+0.6)]=0.52
Step7求CCM時副邊峰值電流ΔIsp.
Awp=Iprms/JIprms=Po/η/VIN(min)=60/0.83/107=0.676A
Awp=0.676/4
J取4A/mm2or5A/mm2
=0.169mm2
取Φ0.35mm2
考量可繞性及趨膚效應,采用多線並繞,單線不應大於Φ0.4,Φ0.4之Aw=0.126mm2,則
Aws=Io/J=3.16/4=0.79mm2
Φ1.0mm
0.79/0.126=6.276
即Ns采用Φ0.46.
Awvcc=Iv/J=0.1/4=0.025mm2Φ0.18mm
上述繞組線徑均以4A/mm2之計算,以降低銅損,若結構設計時線包過胖,可適當調整J之取值.
0.4Aw≧6023.14(0.35/2)2+1063.14+(0.4/2)2+73.14(0.18/2)2
≧11.54+7.54+0.178=19.26
50.12>19.26OK
則lNvc=74.33=30.31cm
Φ0.18mmWIRERDC=0.0106Ω/cm@100℃
查線阻表可知:Φ0.35mmWIRERDC=0.00268Ω/cm@100℃
原邊:RPDC=(lNp0.00268)/2=0.348Ω
Rpac=1.6RPDC=0.557Ω
副邊:RSDC=(lNS0.00203)/6=0.0146Ω
Rsac=1.6RSDC=0.0243Ω
Vcc繞組:RDC=30.310.0106=0.321Ω
副邊直流損:PSDC=Io2RSDC=3.1620.0146=0.146W
交流損:Psac=I2sacRsac=3.2920.0234=0.253W
Total:Ps=0.146+0.253=0.399W
LP32/13之Ve=4.498cm3
PFe=PvVe=0.0254.498=0.112W
3>Ptotal=Pcu+PFe=0.6+0.112=0.972W
依經驗公式△t=23.5PΣ/√Ap=23.50.972/√0.88=24.3℃
Step13結構設計
2--A
Φ0.352
SHI-4
8.9-6.7
Φ0.46
A--1
3--4
Φ0.18
X''FMR結構:
Step12估算損耗、溫升.
設計方法
設計實例
概述
工作原理
小結
時獲得能量故而得名.離線型返馳式轉換器原理圖如圖.
极性相反,此時二极管D反向偏壓而截止,無能量傳送到負載.當開關Troff時,由楞次定律:
流通.返馳式轉換器之穩態波形如圖2.
由圖可知,導通時間ton的大小將決定Ip、Vce的幅值:
3.變壓器有直流電流成份,且同時會工作於CCM/DCM兩種模式,故變壓器在設計時較困難,反
復調整次數較順向式多,迭代過程較复雜.
在圖1所示隔離反馳式轉換器(Theisolatedflybackconverter)中,變壓器"T"有隔離與扼流之雙重
作用.因此"T"又稱為Transformer-choke.電路的工作原理如下:
當開關晶體管Trton時,變壓器初級Np有電流Ip,並將能量儲存於其中(E=LpIp/2).由於Np與Ns
(e=-N△Φ/△T)可知,變壓器原邊繞組將產生一反向電勢,此時二極管D正向導通,負載有電流IL
Dmax=0.4,以限制Vcemax≦2.2VIN.
(Ⅰ)DCMWaveforms
(Ⅱ)CCMWaveforms
?砀愀洀瀀氀攀??ā?????CASESurfaceTemperature≦78℃. ,
在穩定狀態下,磁通增量ΔΦ在ton時的變化必須等於在"toff"時的變化,否則會造成磁芯飽和.
因此,
ΔΦ=VINton/Np=Vstoff/Ns
即變壓器原邊繞組每匝的伏特/秒值必須等於副邊繞組每匝伏特/秒值.
比較圖3中DCM與CCM之電流波形可以知道:DCM狀態下在Trton期間,整個能量轉移波形中具
有較高的原邊峰值電流,這是因為初級電感值Lp相對較低之故,使Ip急劇升高所造成的負面效應是增
加了繞組損耗(windinglose)和輸入濾波電容器的漣波電流,從而要求開關晶體管必須具有高電流承
載能力,方能安全工作.
在CCM狀態中,原邊峰值電流較低,但開關晶體在ton狀態時有較高的集電极電流值.因此導致開
關晶體高功率的消耗.同時為達成CCM,就需要有較高的變壓器原邊電感值Lp,在變壓器磁芯中所儲
存的殘餘能量則要求變壓器的體積較DCM時要大,而其他系數是相等的.
綜上所述,DCM與CCM的變壓器在設計時是基本相同的,只是在原邊峰值電流的定義有些區別
(CCM時Ip=Imax-Imin).
第三節FLYBACKTANSFORMERDESIGN
由於返馳式變壓器磁芯只工作在第一象限磁滯回線,磁芯在交、直流作用下的B.H效果與AIR
GAP大小有密切關聯,如圖4.
CORE的有效磁導率和減少原邊繞組的電感.
在大的直流偏置下可有效地防止磁芯飽和,這對能量的儲存與傳遞都是有利的.當反激變壓器工作
於CCM時,有相當大的直流成份,這時就必須有氣隙.
了H軸上HDC值的位置.ΔBac對應了ΔHac值的範圍.可以看出,氣隙大ΔHac就大.如此,就必須有足
夠的磁芯氣隙來防止飽和狀態並平穩直流成分.
一、FLYBACK變壓器設計之考量因素:
軸傾斜,從而使變壓器能承受較大的電流,傳遞更多的能量.
作環境等的不特定性,設計時不可把傳輸功率與變壓器大小簡單的作聯繫,應視特定要求作決策.因此
用面積乘積法求得之AP值通常只作一種參考.有經驗之設計者通常可結合特定要求直接確定CORE
之材質,形狀,規格等.
但在此需注意:若Lp太大,電流上升斜率小,ton時間又短(＜50%),很可能在"導通"結束時,電流上升值
不大,出現電路沒有能力去傳遞所需功率的現象.這一現象是因系統自我功率限制之故.可通過增加
此一參數由電路工作方式要求作調整.Lp的最大值與變壓器損耗最小值是一致的.如果設計所得Lp
大,又要求以CCM方式工作,則剛巧合適.而若需以DCM方式工作時,則只能用增大AIRGAP,降低Lp來
達到要求,這樣,一切均不會使變壓器偏離設計.
同樣的能量峰值電流是很高的.工作中開關Tr,輸出二极體D以及電容C產生最大的損耗,變壓器自身
這大的磁化直流成分和高的磁滯將使大多數鐵磁物質產生磁飽和.所以設計時應使用一個折衷的方
法,使峰值電流大小適中,峰值與直流有效值的比值比較適中.只要調整一個合適的氣隙,就可得到這
一傳遞方式,實現噪音小,效率合理之佳況.
則控制電路會立即加寬脈衝以提供補充功率.此時,會出現VINmax和Dmax並存,即使只是一個非常短的
時間,變壓器也會出現飽和,引起電路失控.為克服此一瞬態不良效應,可應用下述方法:
致副邊每匝伏數低於原邊每匝伏數.如此引起副邊的每匝伏秒值小於原邊,為使其達到平衡就必須減
AIRGAP和減小電感Lp,使自我限制作用不會產生來解決此問題.
匝數,但此方法之缺點是使變壓器的效率降低.
二、變壓器設計流程(TransformerDesignProcedure)
Ap=AwAe=(Pt104)/2ΔBfJKu
n=VIN(min)/(Vo+Vf)[Dmax/(1-Dmax)]
ΔIpp=ΔIsp/n;ΔIsp=ΔISB+ΔIs
Lp=n2Ls;Ls=(Vo+Vf)(1-Dmax)Ts/ΔISB
ΔISB=2IOB/(1-Dmax)
Np=LpΔIpp/(ΔBAe);Ns=Np/n
lg=0.4πLpIpp/(ΔBAe)=Np2μoAe/Lp
dw=√(4AW/π)
AIRGAP設計
一.設計步驟:
step2確定CORESIZE和TYPE.
step3確定臨界電流IOB．
step4設定匝數比ｎ,CHECKDmax.
step5DCM/CCM臨界時二次側峰值電流△ISB計算.
step6計算原、副邊電感(Lp&Ls).
step7求CCM時副邊峰值電流△Isp.
step8求CCM時原邊峰值電流△Ipp.
step11計算線徑,估算銅窗占用率.
step12估算損耗及溫升.
step13結構設計.
step14SAMPLE制作,結構確認.
step15DQ及設計優化.
二、設計舉例(DESIGNEXAMPLEI)
Step0.相關規格取得(Specification)
INPUT:90~264Vac47~63HZ;電路接線如圖4.
OUTPUT:DC19V0~3.16A;Vcc=12VDC0.1A
η≧0.83;fs=70KHZ;Dutycylceover50%
△t≦40o(表面)@60W;X''FMR限高21mm.
Note:ConstantVoltage&CurrentDesign(UC3843AD)
Step1.選擇CORE材質,確定△B
本例為ADAPTERDESIGN,由於該類型機散熱效果差,故選擇CORE材質應考量高Bs,低損耗及
高μi材質,結合成本考量,在此選用FerriteCore,以TDK之PC40orPC44為優選,對比TDKDATA
BOOK,可知PC44材質單位密度下鐵損Pcv明顯低於PC40,最后確定應用PC44材.
step0SPEC:VIN,fs,Vo,Io,D,η,△t,CCM&DCM,Load狀況.
第四節FlybackTransformerDesignExample
CASESurfaceTemperature≦78℃.
公制漆包線規格表(JIS0、1、2、3)
導體
導線
0種
1種
最大
2種
3種
重量
直徑
截面積
最小
導体電阻
完成外徑
皮膜厚
Ω/km
kg/km
(mm)
(20℃)
.0.278
(mm2)
變壓器按高輸入電壓(VINmax),寬脈衝(Dmax)進行設計.即設定低的ΔB工作模式,高的原邊繞組
產生最大的銅損(I2R).若工作於CCM方式,電感較大時,電流上升斜率低雖然這種狀況下損耗最小,但
例:60wattsADAPTERPOWERMAINX''FMR
CFRD桍N"Times
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