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MOSFET在电动车无刷控制器中的应用
蔡林高级应用工程师
苏州硅能半导体科技股份有限公司
摘要：本文介绍了电动自行车无刷控制器的热设计、短路保护时间确定及驱动电路的优化。
第一节：电动自行车无刷电机控制器的热设计
z概述
由于功率MOSFET具有驱动电流小、开关速度快等优点，已经被广泛地应用在电动车的控制器里。但
是如果设计和使用不当，会经常损坏MOSFET。一旦损坏，MOSFET的漏源极短路，晶圆将被严重烧
毁。通常MOSFET损坏模式包括：过流、过压、雪崩击穿、超出安全工作区等。这些原因导致的损坏
最终都是因为晶圆温度过高而损坏，所以在设计控制器时，热设计是非常重要的。MOSFET的结点温
度必须经过计算，确保在使用过程中MOSFET结点温度不会超过其最大允许值。
z无刷电机控制器简介
由于无刷电机具有高扭矩、长寿命、低噪声等优点，已在各领域中得到了广泛应用，其工作原理也已被
大家广为熟知。国内电动车电机控制器通常工作方式为三相六步，工作及原理图如图1所示，其中Q1,Q2
为A相上管及下管；Q3,Q4为B相上管及下管；Q5,Q6为C相上管及下管。MOSFET全部使用
SSF7509。MOSFET工作在两两导通方式，导通顺序为Q1Q4→Q1Q6→Q3Q6→Q3Q2→Q5Q2→Q5Q4→Q1Q4，
控制器的输出通过调整上桥PWM脉宽实现，PWM频率一般设置为15KHz。
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当电机及控制器工作在某一相时（假设B相上管Q3和C相下管Q6），在每一个PWM周期内，有两种工
作状态：
状态1:Q3和Q6导通,电流I1经Q3、电机线圈L、Q6、电流检测电阻Rs流入地。
状态2:Q3关断,Q6导通,电流I2流经电机线圈L、Q6、Q4，此状态称为续流状态。在状态2中，如
果Q4导通，则称控制器为同步整流方式。如果Q4关断，I2靠Q4体二极管流通，则称为非同步整流工
作方式。
流经电机线圈L的电流I1和I2之和称为控制器的相电流，流经电流检测电阻Rs的平均电流I1称为控
制器的线电流，所以控制器的相电流要比控制器的线电流要大。
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z功耗计算
控制器MOSFET的功率损耗随着电机负载的加大而增加，当电机堵转时，控制器的MOSFET损耗达到最
大（假设控制器为全输出时）。为了分析方便，我们假设电机堵转时B相上管工作在PWM模式下，C
相下管一直导通，B相下管为同步整流工作方式（见图1）。电机堵转时的波形如图2-图5所示。
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功率损耗计算如下：
B相上管功率损耗：
B相上管开通损耗（t1-t2），见图2：
Phs(turnon)=(∫
t1
t2
Vds(Hs)Idt)Fsw
≈1/2VdsI(t2-t1)/T
=1/2484034010
-3
/64
=5.1W
B相上管关断损耗（t3-t4），见图3：
Phs(turnoff)=(∫
t3
t4
Vds(Hs)Idt)Fsw
≈1/2VdsI(t4-t3)/T
=1/2484025010
-3
/64
=3.75W
B相上管导通损耗（t5-t6），见图4:
Phs(turnon)=I
2
Rds(on)D
=40
2
0.00920/64
=4.5W
B相上管总损耗：
Phs(Bphase)=Phs(turnon)+Phs(turnoff)+Phs(on)
=5.1+3.75+4.5
=13.35W
B相下管功率损耗：
B相下管续流损耗（t7-t8），见图5:
PLS(Bphase)=PLS(freewheel)
=I
2
Rds（on）（1-D）
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=40
2
0.009（1-20/64）
=9.9W
C相下管功率损耗
因为C相下管一直导通，所以功率损耗计算如下：
PLS（Cphase）=PLS（on）
=IIRds（on）
=40400.009
=14.4W
控制器的功率管总损耗为：
Ptatal=PHS(Bphase)+PLS(Bphase)+PLS(Cphase)
=13.35+9.9+14.4
=37.65W
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z热模型
图6为TO-220典型的安装结构及热模型。
热阻与电阻相似,所以我们可以将Rth（ja）看着几个小的电阻串联，从而有如下公式：
Rth（ja）=Rth（jc）+Rth（ch）+Rth（ha）
其中：
Rth（jc）——结点至MOSFET表面的热阻
Rth（ch）——MOSFET表面至散热器的热阻
Rth（ha）——散热器至环境的热阻（与散热器的安装方式有关）
图6热阻模型
通常热量从结点至散热器是通过传导方式进行的，从散热器至环境是通过传导和对流方式。Rth（jc）
是由器件决定的,所以对一个系统，如果MOSFET已确定，为了获得较小的热阻我们可以选择较好的热
传导材料并且将MOSFET很好地安装在散热器上。
稳态温升的计算
从SSF7509的数据手册我们可以获得如下参数：
Tjmax=175℃Rth（jc）max=0.63℃/W
电机运行时MOSFET结点至其表面的温升计算（因为电机在运行时，上管和下管只有三分之一的时间工
作，所以平均功率应除以3.
上管结点至功率管表面的稳态温升
Tjc=Tj-Tc=(Phs/3)Rth（jc）=13.35/30.63=2.80℃
下管结点至功率管表面的稳态温升
Tjc=Tj-Tc=(PLs/3)Rth（jc）=(9.9+14.4)/30.63=5.10℃
电机堵转时MOSFET结点至其表面的温升计算
B相上管结点至功率管表面的稳态温升
Tjc=Tj-Tc=Phs×Rth（jc）=13.35×0.63=8.41℃
B相下管结点至功率管表面的稳态温升
Tjc=Tj-Tc=Pls×Rth（jc）=9.9×0.63=6.23℃
C相下管结点至功率管表面的稳态温升
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Tjc=Tj-Tc=PLS（Cphase）×Rth（jc）=14.4×0.63=9.07℃
由以上计算可知，在电机堵转时控制器中一直导通的MOSFET（下管）的温升最大，在设计时应重点考
虑电机堵转时的MOSFET温升。
z选择合适的导热材料
图7为SilPad系列导热材料对TO-220封装的导热性能随压力变化的曲线。
图7
6.1导热材料为SilPad-400，压力为200psi时，其热阻Rth（ch）为4.64℃/W。
则：Tch=Tc-Th=PLS×Rth（ch）=14.4×4.64=66.81℃
6.2导热材料为SilPad-900S，压力为200psi时，其热阻Rth（ch）为2.25℃/W。
则：Tch=Tc-Th=PLS×Rth（ch）=14.4×2.25=32.4℃
可见，不同的导热材料对温升的影响很大，为了降低MOSFET的结点温升，我们可以选择较好的热传导
材料来获得较好的热传导性能，从而达到我们的设计目标。为了使控制器更加可靠，通常我们将MOSFE
T表面温度控制在100℃以下，这是因为在使用中还会有其他高能量的脉冲出现，譬如，电机相线短路，
负载突然变大等。
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第二节：如何确定短路保护时间
z概述
由于在控制器的生产和使用过程中不可避免地会遇到相线短路的情况，如电机的线圈短路就会直接导
致控制器的相线短路。因此，必须设计短路保护功能以提高控制器的可靠性。在实际应用中，许多工
程师容易忽略短路保护时间设计，因此在这就如何确定短路保护时间做一下探讨，以便能够为设计人
员在设计产品时作一些参考。
z短路模型及分析
短路模型如图8所示，其中仅画出了功率输出级的A、B两相(共三相)。Q1和Q3为A相MOSFET，Q2和Q4
为B相MOSFET，所有功率MOSFET均为SSF7509。L1为电机线圈，Rs为电流检测电阻。当控制器工作时，
如电机短路，则会形成如图8中所示的流经Q2，Q3的短路电流，其电流值很大，达几百安培，MOSFET
的瞬态温升很大，这种情况下应及时保护，否则会使MOSFET结点温度过高而使MOSFET损坏。短路时Q2
电压波形如图9所示。图9a中的MOSFET能承受35μs的大电流短路，而图9b中的MOSFET不能承受35μs
的大电流短路，当脉冲35μs关断后，Vds回升，由于温度过高，仅经过10μs的时间MOSFET便短路，
Vds迅速下降,短路电流迅速上升。由图9我们可以通过Vd/(Rs+Rds)估算出短路时峰值电流达约
400A~600A，这是由于短路时MOSFET直接将电源正负极短路，回路阻抗是导线，PCB走线及MOSFET的
Rds(on)之和，其数值很小，一般为几十毫欧至几百毫欧。
图8
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图9a图9b
z合理计算保护时间
在实际应用中，不同设计的控制器，其回路电感和电阻存在一定的差别以及短路时的电源电压不同，导致
控制器三相输出线短路时的短路电流各不相同，所以设计者应跟据自己的实际电路和使用条件设计合理的
保护时间。
短路保护时间计算步骤：
①计算MOSFET短路时允许的瞬态温升
因为控制器有可能是在正常工作时突然短路，所以我们的设计应是基于正常工作时的温度来计算允许
的瞬态温升。MOSFET的结点温度可由下式计算：Tj=Tc+P×Rth(jc)
其中：
Tc：MOSFET表面温度
Tj：MOSFET结点温度
Rth(jc)：结点至表面的热阻，可从元器件Datesheet中查得。
一般来说，一只控制器输出功率为350W时，并且采用同步整流技术，续流侧MOSFET的耗散功率为20W
左右，即P=20W。同时我们假设MOSFET工作时的表面温度Tc为100℃(炎热的夏季MOSFET的表面温度
一般都会达到此值)，则：Tj=Tc+P×Rth(jc)=100+20×0.45=109℃。
理论上MOSFET的结点温度不能超过175℃，所以电机相线短路时MOSFET允许的温升为：
Trising=Tjmax-Tj=175-109=66℃
②根据瞬态温升和单脉冲功率计算允许的单脉冲时的热阻
短路时MOSFET耗散的功率约为：P=Vds×I=25×600=15000W
脉冲的功率也可以通过将图二测得波形存为EXCEL格式的数据，然后通过EXCEL进行积分，从而得到
比较精确的脉冲功率数据。
对于MOSFET温升计算有如下公式：Trising=P×Zθjc×Rθjc
其中：Rθjc:结点至表面的热阻，可从元器件Datesheet中查得。
Zθjc:热阻系数
由上式变形可得:Zθjc=Trising÷(P×Rθjc)
代入数据得：Zθjc=66÷(15000×0.45)=0.098
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③根据单脉冲的热阻系数确定允许的短路时间
由图10最下面一条曲线(单脉冲)可知，对于单脉冲来说，要想获得0.098的热阻系数，其脉冲宽度不
能大于15μs。
图10
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z设计短路保护应注意的几个问题
①由于不同控制器的PCB布线参数不一样，导致相线短路时回路阻抗不等，短路电流也因此不同。所以，
不同设计的控制器应根据实际情况设计确当的短路保护时间。
②由于应用中使用的电源电压有可能不同，也会导致短路电流的不同，同样也会影响到保护时间。
③注意控制器实际工作时的可能最高温度，工作温度越高，短路保护时间就应该越短。
④这里讨论的短路保护时间是指MOSFET能承受的最长短路时间。在设计短路保护电路时，应考虑硬件及软
件的响应时间，以及电流保护的峰值，这些参数都会影响到最终的保护时间。因此，硬件电路设计和软件
的编写致关重要。
⑤这里讨论的短路保护时间是单次短路保护时间，短路后短时间内不能再次短路。如果设计成周期性短路
保护，则短路保护时间应更短。
⑥如果条件允许，则短路保护时间应尽可能短。这样可以大大提高控制器可靠性，降低控制器出厂后的不
良率。
短路保护在瞬间大电流时能对MOSFET提供可靠的快速保护，大大增加了控制的可靠性，减少了控制器的损
坏率。
图4：智能无刷控制器功能图。
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第三节：根据MOSFET内部结构设计优化的驱动电路
z概述
通常在实际的设计过程中，电子工程师对其的驱动电路以及驱动电路的参数调整并不是十分关注，尤其是从来没有基于
MOSFET内部的微观结构去考虑驱动电路的设计，导致在实际的应用中，MOSFET产生一定的失效率。这里将讨论这些细节的
问题，从而优化MOSFET的驱动性能，提高整个系统的可靠性。
z功率MOSFET的栅极模型
通常从外部来看，MOSFET是一个独立的器件，事实上，在其内部，由许多个单元(小的MOSFET)并联组成,图11(a)为SSF7509
内部显微结构图，其内部的栅极等效模型如图11(b)所示。MOSFET的结构确定了其栅极电路为RC网络。
图11(a)SSF7509显微镜下剖面结构图11(b)栅极等效模型
在MOSFET关断过程中，MOSFET的栅极电压VGS下降，从其等效模型可以得出，在晶元边缘的单元首先达到栅极关断电压VTH
而先关断,中间的单元由于RC网络的延迟作用而滞后达到栅极关断电压VTH而后关断。
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图12：MOSFET关断时的电流分布。
如果MOSFET所加的负载为感性负载，由于电感电流不能突变，导致流过MOSFET的电流向晶元的中间流动，如图12所示。
这样就会造成MOSFET局部单元过热而导致MOSFET局部单元损坏。如果加快MOSFET的关断速度，以尽量让MOSFET快速关断，
不让能量产生集聚点，这样就不会因局部单元过热而损坏MOSFET。注意到：MOSFET的关断过程是一个由稳态向非稳态过渡
的过程，与此相反，MOSFET在开通时，由于负载的电流是随着单元的逐渐开通而不断增加的，因此是一个向稳态过渡的过
程，不会出现关断时产生的能量集聚点。
因此，MOSFET在关断时应提供足够的放电电流让其快速关断，这样做不仅是为了提高开关速度而降低开关损耗，同时也是
为了让非稳态过程尽量短，不至产生局部过热点。
功率MOSFET热不稳定性
图13：MOSFET的转移特性。
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图13为MOSFET处于饱和区时漏极电流ID与栅极电压VGS的关系曲线即转移特性，用公式可表示为：
I
D
=K（V
GS
-V
TH
）
2
其中K=1/2Ue(W/L)Cox
对于特定的MOSFET，K为常数。因此，MOSFET处于饱和状态时ID与VGS是平方的关系。
由图13可知，当MOSFET处于饱和区并且IDID0时，ID随温度的变化是负
温度系数。因为MOSFET是由很多的小的单元组成，当ID
更多的电流，继而温度会更高，因此这是一个正反馈过程，MOSFET最终会因为局部过热而损坏。由于功率MOSFET在开通和关断
的过程中是工作在饱和区，因此应提高开关速度，缩短这样的热不稳定过程。
z应用实例
图14是电动车控制器的两种驱动MOSFET管SSF7509驱动电路，分立器件驱动时，PWM在上桥臂，直接用MC33035驱动时，
PWM在下桥臂。
图14(a)图14(b)
图14(a)当MOSFET管SSF7509关断时，栅极通过Q5直接放电。图4(b)驱动电路中，当MOSFET管SSF7509关断时，栅极电流
通过电阻R6和MC33035的下驱动对地放电。由于MOSFET管SSF7509在关断时电流迅速减小，会在PCB和电流检测电阻的寄
生电感上产生感应电势，感应电势的大小为Ldi/dt，方向如图红线所示。这样会使MOSFET管SSF7509的源极和MC33035驱
动的参考电位发生相对变化，这种变化降低了MC33035相对于MOSFET管SSF7509源极的驱动电压，从而降低了驱动能力，使
关断速度变慢。两种电路的关断波形如图15所示。在图15(b)中，当VGS低于米勒平台之后，电阻R6两端的电压，即图15(b)
中CH1和CH3的电位差变小，由于反电势的影响，驱动线路已经几乎不能通过电阻R6给栅极提供放电电流，导致MOSFET的
关断变慢。(注：测试波形时探头的地线均夹在MOSFET的源极)
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图15(a)图15(b)
图16：SSF7509快速和慢速开关热成像图。
图16为SSF7509在同一应用中快速开关和慢速开关情况下的热成像照片。可以看出，在慢速开关情况下MOSFET的局部温度
要高于快速开关情况下的温度，过慢的开关速度会导致MOSFET因局部温度过高而提前失效。
z小结
①过慢的开关速度增加MOSFET的开关损耗，同时由于栅极RC网络延迟和MOSFET本身的热不稳定性产生局部过热，使MOSFET
提前失效。
②过快的开通速度产生较大开通的浪涌电流以及开关振铃及电压尖峰。
③设计驱动线路和ＰＣＢ布线时，减小主回路ＰＣＢ和电流检测电阻的寄生电感对开关波形的影响，布线时应使大电流环路
尽量小并且使用较宽的走线。
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