AP2962Chipown
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42V3ACC/CV降压转换器
概述
AP2962是一款宽输入范围，高效率CC/CV功能的
降压芯片，既可以CV（恒压）输出也可以CC
（恒流）输出。AP2962最高可在200kHz的开关频
率下提供3A输出电流。
AP2962不需要使用高成本的精密电流采样电阻，
非常适用于有精确恒流需求的电池和适配器应用场
合。通过消除产生功耗的电流采样电阻，AP2962
相比传统恒流开关稳压器拥有更高的转换效率。
保护特性包括逐周期限流，热关断以及短路频率折
回等功能。芯片提供SOP8-PP封装，工作时仅需
要非常少的外围器件。
应用
z汽车充电器/适配器
z可充电便携式设备
z通用CC/CV供电
特性
z承受42V输入电压瞬间浪涌
z36V稳态工作
z高达3A输出电流
z输出电压可高达12V
z200kHz开关频率
z高达91%的转换效率
z稳定工作于低ESR瓷片电容应用以实现小型化设
计
z200kHz开关频率减少EMI设计
z无外置电流检测电阻的恒流控制可提高效率，
降低成本
z通过电阻可调限流从1.5A到3.5A
z高达0.5V极佳的线电压补偿
z±7.5%CC恒流精度
z2%反馈电压精度
z其他特性
集成软启动
热关断
逐周期限流
zSOP8-PP封装
封装
SOP8-PP
5
6
7
8
ENVIN
GND
COMP
FB
SW
BSISET1
4
3
2
EP
典型应用电路
VIN
10-36V
EC1
100uF
C1
4.7uF
R3
10K
R422Ω
D1
SK34
L133uH
R6
52.3K
R7
10K
C8
NC
EC2
220uF
C6
220p
VIN
EN
ISET
GNDCOMP
FB
SW
BS
VOUT
5V/2.0A
2
7
8
4,9
1
3
5
6
AP2962
C2
10uF
C5
22nF
C7
2.2nF
R5
8.2K
R1
100K
Enable
图1典型应用电路图2典型效率曲线
30
40
50
60
70
80
90
100
05001000150020002500
η
(%
)
Io(mA)
ηvsIo
VIN=12V
VIN=24V
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订货信息
订购代码标记封装
AP2962SPER
AP2962
YYWWP
1
SOP8-PP
1.YYWW=日期代码
P=封装厂
引脚描述
引脚序号引脚名称引脚功能
1BS
上管栅极偏置引脚。提供MOSFET开关栅极驱动。
从SW到BS端连接一个22nF电容。
2VIN
电源输入。接一个至少10μF的瓷片电容到GND，尽可能的靠近
IC。
3SW功率开关输出接到外部电感。
4GND
GND引脚。连接此引脚到大面积的PCB铜箔以获得最佳散热面
积。FB，COMP以及ISET均参考此GND为信号返回点，单点
连接到功率地可获得最佳抗干扰性能。
5FB
反馈输入。反馈调节电压为0.808V。在输出和GND之间连接电
阻分压器来设置输出电压。
6COMP误差放大器输出。此引脚用做转换器补偿。
7EN
使能输入。EN通过10μA电流上拉到5V，包含一个精确的1.6V
逻辑阈值。驱动该引脚到逻辑高电平或悬空使IC开启。加一个
逻辑低电平来关闭IC于此同时芯片进入关断模式。
8ISET
输出电流设置引脚。从ISET到GND连接一个电阻来设置输出
电流。
9ExposedPad散热片。连接此裸露焊盘到大面积的铜箔和通孔。
功能框图
+
-
EN
FB
VIN
BS
SW
ISET
COMP
AVINPVIN
OSCILLATOR
VREF=0.808V
PWM
CONTROLLER
BANDGAP,
REGULATOR,
&
SHUTDOWN
CONTROL
CC
CONTROL
VREF=0.808V
EMI
CONTROL
0.12Ω
10Ω
Σ
图3功能框图
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绝对最大额定值
(注1)
输入电压………………………….-0.3V~42V
SW电压……………………….-1V~V
IN
+1V
Boost电压……………V
SW
-0.3V~V
SW
+7V
其他引脚电压………………………..-0.3V~6V
环境热阻…………………………………46°C/W
工作结温…………………………….-40~160°C
存储温度……………………..……-55°C~150°C
工作温度……………………………-40°C~85°C
引脚温度(焊接,10s)………….…………….300℃
注1：超过这些额定值可能损坏器件。
电气特性(V
IN
=20V,T
A
=+25℃,除非另有说明。)
参数条件最小值典型值最大值单位
输入电压1036V
输入电压浪涌42V
UVLO开启电压输入电压上升678V
UVLO迟滞输入电压下降0.1V
待机输入电流
V
EN
=3V,V
FB
=1V2.5mA
V
EN
=3V,V
OUT
=5V,无负
载
3mA
关断电流V
EN
=0V10uA
反馈电压792808824mV
内部软启动时间3ms
误差放大器跨导
V
FB
=V
COMP
=0.8V,
ΔI
COMP
=±10μA
500μA/V
误差放大器直流增益4000V/V
开关频率V
FB
=0.808V200kHz
短路开关频率V
FB
=0V50kHz
最大占空比98%
最小导通时间200ns
COMP极限电流跨导V
COMP
=1.2V4A/V
二级循环周期电流限制Vout=3.5V4.5A
斜坡补偿Duty=D
MAX
1.2A
ISET电压1V
室温下ISET到IOUT直流增益I
OUT
/I
SET
,R
ISET
=11.5k?27500A/A
恒流控制精度
R
ISET
=22k?,
V
IN
=14V,V
OUT
=3.5V
开环测试
1250mA
EN关断电压EN引脚上升1.2V
EN关断电压迟滞EN引脚下降20mV
EN锁定电压EN引脚上升1.471.61.73V
EN锁定电压迟滞EN引脚下降125mV
EN内部上拉电流10uA
上管导通电阻0.12?
SW关断漏电流V
EN
=V
SW
=0V110μA
热关断温度温度上升160°C
热关断温度迟滞温度下降40°C
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功能描述
CV/CC环路调整
如功能框图所示，AP2962是一个带CC/CV控制的
峰值电流模PWM转换器，它的运行原理如下：
一个开关周期开始时，振荡器时钟输出上升沿使上
功率管导通且下功率管关闭。从SW端来看电感被
连接到VIN，电感电流斜线上升，能量储存于电磁
场中，电感电流值通过电流取样放大器侦测并和三
角波信号叠加。如果叠加结果大于COMP电压，
PWM比较器输出变高。与此发生的同一时间（另
一种情况是振荡器时钟输出变低时）上管关闭。
这时SW端电感电位变为比GND低一个二极管压降
的负电压，这使得电感电流下降，磁场转换为输出
电能。这个状态一直维持到下一个周期开始。BS
脚泵升电压驱动上功率管，在下管导通时它的电压
为V
SW
+5V。COMP电压采样FB输入与内部0.808V
基准间的误差，如果FB比基准低，COMP趋于变高
来增加输出电流，直到ISET电阻设置的CC限流。
而在这时IC将从电压模式输出转换到电流模式输出，
即输出电压将随着负载的不断增加而慢慢下降。
振荡器通常以200kHz开关，但当FB电压小于0.6V，
开关频率会下降到50kHz。
使能引脚?
AP2962配置了一个EN输入引脚来实现打开、关
闭IC功能。EN脚内含一个精确的1.6V比较器
（迟滞为125mV）和一个大约为10μA的上拉电流
源。这个比较器可以接到一个从VIN引出的电阻
分压电路中，用来设置一个比UVLO电压高的开
启电压。也可以接到Vout端的电阻分压电路，用
来关闭充电应用中对深度放电电池的充电。或者被
接到含有热敏电阻的分压器，提供一个温度相关的
电源切断电路来做电池过温保护功能。在这种应用
中，热敏电阻应该热耦合到电池组内。?
如果将EN脚悬空，EN脚被内部10μA的电流源上
拉到大约5V。EN脚可以被高于1.6V的标准逻辑
信号驱动控制，也可以被开漏输出驱动提供开关控
制。?
热关断
当芯片结温超过160°C，AP2962将禁止开关，直到
温度下降40°C恢复工作。
应用信息
输出电压设置
C
Vout
R
FB1
R
FB2
FB
图4：输出电压设置
图4显示了输出电压的设置连接方式。可根据输出
电压来选择两个适当比例的反馈电阻R
FB1
和R
FB2
。
在R
FB1
上并联一个电容有助于系统的稳定。通常，
R
FB2
≈10k?，通过以下方程确定R
FB1
：
?
?
?
?
?
?
?=1
808.0
21
V
V
RR
OUT
FBFB
CC电流设置
AP2962恒流值通过ISET到GND的电阻来设置。CC
输出电流与ISET引脚电流成近似的线性比例。
ISET电压为1V，ISET到输出的电流增益为27500
（27.5mA/1μA）。要为所需电流确定一个合适的
电阻，请参照下图5。
图5：ISET电阻对应输出CC电流曲线
0.0
0.5
1.0
1.5
2.0
2.5
3.0
3.5
4.0
81012141618202224
Out
put
Current
(A
)
R
ISET
(k?)
OutputCurrentvsR
ISET
VIN=24V,Vout=4V
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图6：CC/CV曲线（R3=11.5k,R8=52.3k,R2=10k）
电感选择
电感维持一个持续的电流到负载端，电感上的纹波
电流是取决于电感值的：
大感值减小电流峰-峰值。但是考虑到电感值会增
加磁芯面积、导线串联电阻以及也会减小一定的电
流带载能力，一般来说，电感值基于纹波电流的需
求容限来选择，即按下式：
()
RIPPLELOADMAXSWIN
OUTINOUT
KIfV
VVV
L
?×
=
式中，VIN是输入电压，VOUT为输出电压，f
SW
为
开关频率，I
LOADMAX
为最大负载电流，K
RIPPLE
为纹
波系数。通常选择K
RIPPLE
=30%使得纹波电流峰-峰
值为最大负载的30%左右。
电感值确定后，电感电流峰-峰值可按下式计算：
()
SWIN
OUTINOUT
PKLPK
fVL
VVV
I
××
×
=
?
-
峰值电感电流按下式计算：
PKLPKLOADMAXLPK
III
?
+=
2
1
选择的电感不能在电流达到I
LPK
时饱和，最大输出
电流可按下式计算：
PKLPKLIMOUTMAX
III
?
?=
2
1
L
LIM
为内部限流典型值，如电气特性所示为4.5A。
外部高压偏置二极管
当系统有一路5V固定输入或电源适配器产生一个
5V输出时，建议增加一个高压偏置二极管。这样
可以提高芯片的效率。可以选择一些低成本的二极
管例如IN4148或BAT54。
BS
SW
5V
22nF
图7：外部高压偏置二极管
也推荐在高占空比应用和高电压输出应用使用这个
二极管。
输入电容
为了保证芯片足够低的输入纹波电压，须仔细选择
输入电容。强烈推荐使用低ESR电容。因为在这个
电容上流过的电流变化很大，它的ESR同样会影响
到转换效率。
输入电容须大于10μF。瓷片电容是首选，如果是钽
电容和电解电容需考虑电容选型中额定RMS纹波电
流比芯片工作在VOUT/VIN=50%时的RMS纹波电
流要大(即大于输出电流的50%)。输入电容要尽可
能的紧靠IC的IN脚和GND脚，走线也要尽可能的
短。在使用钽电容和电解电容时，如果紧挨IC并联
了一个10μF瓷片电容，钽电容或电解电容可放置
的远一些。
输出电容
输出电容也需要用低ESR电容来保持低输出纹波电
压。输出纹波电压可按下式计算：
OUTSW
IN
ESRRIPPLEOUTMAXRIPPLE
LCf
V
RKIV
2
28×
+=
式中，I
OUTMAX
是最大输出电流，K
RIPPLE
为纹波系
数，R
ESR
为输出电容的ESR值，f
SW
是开关频率，L
是电感值，C
OUT
为输出电容值。在使用瓷片电容
输出时，R
ESR
非常小几乎不产生纹波，因此，瓷
片电容的容值可相对低一些。在使用钽电容或电解
电容时，R
ESR
与纹波电流的乘积影响纹波电压，这
时就要选择足够低ESR值的电容。对瓷片输出电容
来说一般选择22μF，对钽电容或电解电容来说选择
小于50m?ESR的电容。
整流二极管
选择肖特基二极管作为上管关闭时的续流管。选择
的肖特基二极管的额定电流需大于最大输出电流，
反向耐压要大于输入电压。
0
1
2
3
4
5
6
00.511.522.533.5
Out
put
V
o
l
t
age(V
)
OutputCurrent(A)
CC/CVCurve
VIN=12V
VIN=24V
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稳定性和补偿
C
COMP2
CCOMP
R
COMP
COMP
图8：外部补偿
C
COMP2
只能使用高ESR输出电容。IC的反馈环路
由COMP脚上的元件来稳定，如图8所示。
系统的DC环路增益由下式计算：
COMPVEA
OUT
VDC
GA
I
V
A
808.0
=
主极点P1由C
COMP
而来：
COMPVEA
EA
P
CA
G
f
π2
1
=
次极点P2是输出极点：
OUTOUT
OUT
P
CV
I
f
π2
2
=
第一个零点Z1由R
COMP
和C
COMP
而来：
COMPCOMP
Z
CR
f
π2
1
1
=
最后，第三个极点由R
COMP
和C
COMP2
而来(如果使
用了C
COMP2
)：
2
3
2
1
COMPCOMP
P
CR
f
π
=
补偿过程可用以下步骤：
第一步：设置穿越频率为1/10的开关频率来确定
R
COMP
：
VGG
fCV
R
COMPEA
SWOUTOUT
COMP
808.010
2
×
=
π
OUTOUT
CV
7
1012.5×=()Ω
第二步：设置补偿零点f
Z1
为1/4的穿越频率。如果
R
COMP
小于15k?，C
COMP
可按下式计算:
COMP
COMP
R
C
5
1083.2×
=()F
如果R
COMP
限定为15k?，实际的穿越频率为
6.58/(V
OUT
C
OUT
)，因此：
OUTOUTCOMP
CVC
6
1045.6
?
×=()F
第三步：输出电容的ESR足够大而在4倍穿越频率
以下产生一个零点，需要外加一个补偿C
COMP2
电容。
使用C
COMP2
的条件是：
?
?
?
?
?
?
?
?
×
×
≥
?
OUT
OUT
ESRCOUT
V
C
MinR006.0,
1077.1
6
()Ω
C
COMP2
为:
COMP
ESRCOUTOUT
COMP
R
RC
C=
2
虽然在输出电容ESR足够低时C
COMP2
不是必要的，
但使用一个小容量的C
COMP2
例如100pF，可以防止
PCB寄生参数的影响而提高系统稳定性。
表1展示了一些基于以上补偿方法的计算值。
表1：不同输出电压和输出电容的典型补偿参数
V
out
C
out
R
COMP
C
COMP
C
COMP2
①
2.5V47uFCeramicCAP5.6K?2.2nFNone
3.3V47uFCeramicCAP6.2K?2.2nFNone
5.0V47uFCeramicCAP12K?2.2nFNone
2.5V220uF/10V/30m?20K?2.2nF47pF
3.3V220uF/10V/30m?20K?2.2nF47pF
5.0V220uF/10V/30m?20K?2.2nF47pF
C
COMP2
在高ESR输出电容时使用。.
C
COMP2
≤47pF为推荐值。
CC环路稳定
恒流控制环路从1500mA-3000mA输出范围采用内
部补偿，无需外加补偿元件来稳定CC电流。
输出线阻补偿
为了补偿充电器输出线上的线损，AP2962集成了
一个简单、用户可编程的线电压补偿功能，此功能
通过FB脚的电阻来实现。用户可使用图9中展示的
曲线来选择合适的电阻值连接到FB。其中R
FB1
为
的分压电阻中位于FB与Vout间的电阻，在改变R
FB1
同时需要调整补偿，如图10所示，可以增加一个电
容并联在R
FB1
两端或加大COMP脚补偿电容以提高
系统稳定性。
图9：不同R
FB1
电阻值对应线补曲线
0
50
100
150
200
250
300
350
400
450
500
0.00.51.01.52.0
Del
t
aOut
put
V
o
l
t
age(m
V
)
OutputCurrent(A)
DeltaOutputVoltagevsOutputCurrent(vsR
FB1
)
430K
360K
240K
200K
150K
100K
300K
51K
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COMPFB
VOUT
CFFD
1nF
RFB1
RFB2
CCOMP2
RCOMP
CCOMP
图10：R
FB1
补偿
PCB推荐布局
为了保证IC理想的性能，请按下列内容检查PCB布
局：
1)排列好功率器件以减小AC回路面积，包括CIN，
VIN脚，SW脚以及肖特基二极管
2)尽可能的将去耦瓷片电容CIN紧挨IN脚和功率地
GND（增加通孔或以最宽，最短的路径返回）。
3)FB，COMP和ISET的信号GND返回点以单点连
接到功率地可获得最佳抗干扰性能。通过铜箔或
一系列通孔连接散热焊盘到功率地。
4)使用铜箔铺功率地可获得最佳的散热和抗干扰性
能。
5)紧挨FB脚放置反馈电阻。
6)以最短的走线连接BS-C
BS
-SW回路。
图11：PCB布局举例
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封装信息
SOP8-PP
EE1
b
D1
E2
L
c
D
A
A2
A1e
θ
L1
L1''
1.4001.7000.0550.067
0.0500.1500.002
0.006
1.3501.5500.0530.061
0.3300.5100.0130.020
0.1700.2500.0070.010
4.7005.1000.1850.200
3.2023.4020.1260.134
3.8004.0000.1500.157
5.8006.2000.228
0.244
2.3132.5130.0910.099
0.4001.2700.0160.050
0?8?8?0?
Symbol
DimensionsInMillimetersDimensionsInInches
MinMaxMinMax
A
A1
A2
b
c
D
D1
E
E1
E2
e
L
1.270(BSC)0.050(BSC)
θ
L1
L1-L1''
1.04REF0.041REF
--------0.120.005
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