毕业设计·基于DSP的高压直流开关电源的设计正文
辽宁工程技术大学毕业设计(论文)
0引言
[1]开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制(PWM)控制IC和IGBT构成。开关电源和线性电源相比，二者的成本都随着输出功率的增加而增长，但二者增长速率各异。线性电源成本在某一输出功率点上，反而高于开关电源，这一点称为成本反转点。随着电力电子技术的发展和创新，使得开关电源技术也在不断地创新，这一成本反转点日益向低输出电力端移动，这为开关电源提供了广阔的发展空间。开关电源高频化是其发展的方向，高频化使开关电源小型化，并使开关电源进入更广泛的应用领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高新技术产品的小型化、轻便化。另外开关电源的发展与应用在节约能源、节约资源及保护环境方面都具有重要的意义。
目前，开关电源以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用于以电子计算机为主导的各种终端设备、通信设备等几乎所有的电子设备，是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源方式。目前市场上出售的开关电源中采用双极性晶体管制成的100KHz、用MOS-FET制成的500KHz电源，虽已实用化，但其频率有待进一步提高。要提高开关频率，就要减少开关损耗，而要减少开关损耗，就需要有高速开关元器件。然而，开关速度提高后，会受电路中分布电感和电容或二极管中存储电荷的影响而产生浪涌或噪声。这样，不仅会影响周围电子设备，还会大大降低电源本身的可靠性。其中，为防止随开关启-闭所发生的电压浪涌，可采用R-C或L-C缓冲器，而对由二极管存储电荷所致的电流浪涌可采用非晶态等磁芯制成的磁缓冲器。不过，对1MHz以上的高频，要采用谐振电路，以使开关上的电压或通过开关的电流呈正弦波，这样既可减少开关损耗，同时也可控制浪涌的发生。这种开关方式称为谐振式开关。因为采用这种方式不需要大幅度提高开关速度就可以在理论上把开关损耗降到零，而且噪声也小，可望成为开关电源高频化的一种主要方式。当前，世界上许多国家都在致力于数兆Hz的变换器的实用化研究。
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1绪论
1.1高压直流电源概况
高压直流电源在日常生活中，应用于广泛的领域，在电力系统中，广泛的应用于高压电气设备的直流耐压和泄露试验，例如，电缆、避雷器、变压器绕组及发电机现场试验;在医学方面，常用在CT机、X光机等设备;在工业生产中，通过放电来达到静电除尘、
[1]激光器、污水处理等等;此外，在科研、军事上也大有用处。
传统的高压直流电源通常用于工频交流电源经升压、直流滤波而获得直流高压。直流高压电源的接线方式很多，有半波整流电路，桥式、全波、倍压、多相整流电路及串级电路等。
半波整流电路优点是接线简单，缺点是设备、元件的电压较高，体积、重量、占地面积较大，一般只在实验室内使用。桥式、全波、倍压整流电路等电路较半波整流电路来说，纹波小，但在体积、重量的小型化方面，优越性不太明显。要求容量较大，纹波较小的直流电源还可采用三相或多相交流电源经整流滤波后而获得。高电压、小电流的直流电源通常用串级直流电路。
串级直流电路可大大减小试验电源的体积、重量，电路简单，过载能力强，故障率低，但由于采用工频倍压，一般无闭环反馈，因而稳定度差。
随着电力电子技术及开关器件的发展，新器件、新材料的进步以及控制的智能化等等，开关电源技术已广泛地应用于高压直流电源技术中。采用开关电源技术产生比工频高上千倍频率的方波或正弦波可以大大减小高压电源的体积和重量，这是高压直流电源的重要发展趋势。
用电力电子器件产生直流高压的方框图如图1-1所示，交流电源经整流单元1整流、滤波后，变成低压直流，再经过逆变单元2逆变成高频方波电压，然后经高频高压变压器和串级直流倍压单元3将电压升高到直流高压，反馈单元6将输出的高压信号反馈到控制单元5，控制单元5触发逆变单元2电路中开关管的导通，只要通过调整控制单元5的触
[2]发预置电压，就可调节直流高压的输出电压。单元4是触发单元5的辅助电源。
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输入
输出
123
456
图1-1电力电子器件产生直流高压原理框图
Fig.1-1DChighvoltagepowerelectronicdevicesproducedblockdiagram
利用开关电源技术的高压直流电源具有体积小、重量轻、控制精度高、稳定度高、纹波系数低、保护速度快等优点，因此在高压直流电源中有着更广泛的应用。1.2高压开关电源技术的发展趋势
在国外，从70年代开始，日本的一些公司开始采用开关电源技术，将市电整流后逆变为3KHz左右的中频，然后升压，美国GE公司生产的AMX-2移动式X线机把蓄电池供给的直流电逆变成500Hz的中频方波送入高压发生器，从而减小体积和重量。进入80年代后，高压开关电源技术迅速发展，德国西门子公司采用功率晶体管做主开关元件，将电源的开关频率提高到20KHz以上，并将干式变压器技术成功地应用于高频高压电源，取消了高压变压器油箱，使变压器系统的体积进一步减小。近十几年来，随着电力电子技术的进步和开关器件的发展，高压开关电源技术不断发展。突出的表现是频率在不断提高，高压开关电源的功率也在不断地提高，10KW,30KW的大功率高压开关电源已相当成熟，更高功率的高压开关电源也得到了很快的发展。电力电子器件和控制技术的发展使得更高频成为可能，出现了各种软开关电源。微电子集成技术的发展为电力电子控制技术提供了新的思路，由最初的分立元件发展到集成电路、大规模集成电路再到后来的微处理器的出现，都为高频电源的控制技术带来了极大的便利。近年来，TI、MOTOROLA、ADI等公司相继推出了适用于开关电源使用的DSP芯片，且功能越来越完善，性能也越来越优越。
综上所述，60年代开始出现开关电源，80年代开始出现软开关技术，90年代开始用DSP进行控制开关电源。开关电源经历了由模拟控制到数字控制，由低频到高频的过程。由此我们可知，高压开关电源有两大发展方向:一是频率不断提高;二是功率不断提高。
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我国自80年代初开始对高频化的高压大功率开关电源技术进行研究，分别列入了“七五”、“八五”、“九五”国家重点攻关项目。国家“八五”攻关项目(85-805-01)，200KV高压直流开关电源的研制，输出功率达20KW;静电除尘高压直流电源也实现了高频化，采用全桥零电流开关串联谐振逆变电路将直流高压逆变为高频电压，然后由高频变压器升压，最后整流为直流高压，在电阻负载条件下，输出直流电压达到55KV，电流达到15mA，工作频率为25.6KHz。在我国开关电源的控制领域，DSP芯片的研制还处于起步阶段，但其算法的研制已经有了较大的发展。DSP芯片和控制算法的出现，使得开关电源的控制技术朝着全数字化、智能化和网络化的方向发展，对电力电子技术的发展起到了巨大的推动作用。
总而言之，我国的高压开关电源技术已取得了很大的进步，但与国外还是相差甚远，特别是大功率高压开关电源尚未研发成功。
1.3选题思想及主要研究工作
1.3.1选题思想
电源大致可分为线性稳压电源和开关稳压电源两大类。所谓线性稳压电源，就是其调整管工作在线性放大区。线性稳压电源的主要缺点是变换效率低，一般只有35%,65%;开关稳压电源的调整管工作在开关状态，开关频率可以大幅度地提高，主要的优点表现在变换效率高，可达75%,95%。我们知道，传统的大中功率电源大多是线性稳压电源，采用工频变压器直接升压，虽然电路比较简单，但是频率低，体积、重量大、且纹波、稳定性均差强人意。随着现代电力电子技术和和新型电力电子器件如MOSFET、IGBT的迅速发展，使高压电源高频化得以顺利实现，从而大大降低了电源的体积和重量。本文根据设计的要求，电源的开关频率达到20KHz，电源效率达到85%以上。
按照DC/DC变换器中开关管的开关方式分类，DC/DC变换器可分为硬开关和软开关两种。硬开关方式是指DC/DC变换器的开关管在承受电压、流过电流的情况下接通或断开，因此在开通或关断过程中伴随着较大的损耗，即所谓的开关损耗。在硬开关方式下，当DC/DC变换器工作状态一定时，开关管的开通和关断损耗也是一定的，因此开关频率越高，开关损耗越大，这是制约着开关电源进一步高频化的关键因素。80年代迅速发展起来的谐振开关技术为解决降低器件的开关损耗和提高开关频率找到了有效方法，引起了电力电子技术领域和工业界同行的极大兴趣和普遍的重视。
研究本课题的主要理论意义有一下三点:一是DSP技术在开关电源中的应用;二是利
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辽宁工程技术大学毕业设计(论文)用变压器漏感来实现的软开关技术;三是高频变压器和倍加器的优化设计。
1.3.2主要研究工作
本文预计设计一台高压直流开关电源，具体参数如下:
1)输入电压:交流220V;
2)输入频率:50Hz;
3)输出电压:100KV;
4)电源功率:100W;
5)开关频率:20KHz;
6)纹波系数:?0.5%;
7)转换效率:?85%。
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2开关电源的原理及控制方案设计
2.1高频开关电源的PWM技术
2.1.1开关电源的基本原理
首先我们要了解的是高频开关电源主要组成部分，它主要由输入整流滤波器、高频开关变换器、高频变压器、输出整流滤波器、控制电路、保护电路、辅助电源等几部分组成。其基本原理是:交流输入电压经整流滤波后成为一粗糙的直流电压，高频变换器将这一直流电压变换成高频交流电压，再经高频变压器变压和隔离，最后经过输出整流滤波电路，将变压器输出的高频交流电压整流滤波得到高质量、高品质的直流电压。采用功率半导体器件作为开关元件，通过周期性通断工作，控制开关元件的导通时间占空比来调整输出电压。开关电源中的DC/DC变换器进行功率转换，它是开关电源的核心部分，此外还有启动电路、过流及过压保护电路、噪声滤波器等部分组成。反馈回路检测输出电压变化，与基准电压比较，其误差电压通过放大器放大和脉宽调制(PWM)电路，再经过驱动器控制开关器件的通断时间比，从而调整输出电压的大小。
DCACEMI高频变换器高频整流整流滤波器高频变压器滤波输出滤波
误差比较电压电流辅助PWM放大器采样电路电源调制器
基准电压
控制电路保护电路
图2-1开关电源基本原理图
Fig.2-1Thebasicprinciplesofmapswitchingpowersupply
1)输入电网滤波器:消除来自电网的各种干扰。同时也防止开关电源产生的高频噪声向电网扩散而污染电网。
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2)输入整流滤波器:将电网输入的交流电进行整流滤波，为变换器提供纹波较小的直流电压。而且，当电网瞬时停电时，滤波电容器储存的能量尚能使开关电源输出维持一定的时间。
3)高频开关变换器:把直流电压变换成高频交流电，经过高频变压器再变成所需要的隔离输出交流电压。
4)输出整流滤波:将变换器输出的高频交流电压滤波得到需要的直流电压。同时还防止高频噪音对负载的干扰。
5)控制电路:检测输出直流电压，与基准电压比较，进行隔离放大，调制振荡器输出的脉冲宽度，从而控制变换器以保证输出电压的稳定。
6)保护电路:在开关电源发生过电压、过电流或短路时，保护电路使开关电源停止工作以保护负载和开关电源本身。
7)辅助电源:整个电源电路设计要用到一些芯片，而这些芯片都需要单独供电，为控制电路和保护电路提供满足一定技术要求的直流电源以保证它们工作稳定可靠。2.1.2PWM技术
1)高频开关电源的电路结构:
a.按驱动方式分:自激式和他激式。
b.按电路组成分:谐振型和非谐振型。
c.按隔离和耦合方式分:有隔离式和非隔离式，有变压器耦合及光耦合等。
d.按控制方式分:PWM;PFM;PWF与PFM混合式。
以上的组合可构成多种方式的开关电源。在工程应用中，我们经常要求电力电子变换器能对输出电流、电压、功率及频率进行有效灵活的控制。采用基频控制的逆变器输出为方波，含较多谐波，动态响应慢，效率低，只能应用于小功率设备。针对基频控制的不足，60年代提出了脉宽调制控制法，解决了当时变换器存在的问题，为近代交流调速开辟了新的发展领域。PWM控制器通过重复通/断开关工作方式把一种直流电压(电流)变换为高频方波电压(电流)，再经过整流平滑后变为另一种直流电压输出。PWM变换器由功率开关管、整流二极管和滤波电路等元件组成。PWM控制器对逆变电路开关器件的通断进行控制，输出一系列幅值相等而脉宽不相等的脉冲，用这些脉冲代替正弦波或所需的波形。按一定的规则对各脉冲的宽度进行调制，既可改变逆变电路输出电压的大小，也可改变输出频率。采用PWM的逆变电路可同时解决改善电压和波形的双重任务。
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2)软开关技术的提出
目前开关电源普遍采用脉宽调制技术，在这种变换方式中，开关器件在高电压、大电流下导通关断。如图2-2是开关管开关时的电压和电流波形。
Vicce
0t
P(on)P(off)losslosslossP
0t
图2-2开关管硬开关时的电压电流波形
Fig.2-2Switchhard-switchingvoltageandcurrentwaveformswhen
由于开关管不是理想器件，在开通时开关管的电压不是立即下降到零，而是有一个下降时间，同时它的电流也不是立即上升到负载电流，也有一个上升时间。在这段时间里，电流和电压有一个交叠区，产生损耗，我们称之为开通损耗(Turn-onloss)。当开关管关断时，开关管的电压不是立即从零上升到电源电压，而是有一个上升时间，同时它的电流也不是立即下降到零，也有一个下降时间。在这段时间里，电流和电压也有一个交叠区，产生损耗，我们称之为关断损耗(Turn-offloss)。因此在开关管开关工作时，要产生开通损耗
[3]和关断损耗，统称为开关损耗(Switchingloss)。在一定条件下，开关管在每个开关周期中的开关损耗是恒定的，变换器总的开关损耗与开关频率成正比，开关频率越高，总的开关损耗越大，变换器的效率就越低。开关损耗的存在限制了变换器开关频率的提高，从而限制了变换器的小型化和轻量化。同时由于受到开关器件寄生电容和变压器漏感的影响，开关器件承受了较大的du/dt和di/dt，工作中产生较强的电磁干扰。为了解决上述问题，国际上开始研究软开关技术，即开关器件的导通与关断都在零电流或零电压下进行，减小了开关器件的损耗及电磁干扰，提高了开关电源的频率及功率水平。
2.2软开关技术的发展
2.2.1软开关的优点
按开关管的开关条件，直流变换器可以分为硬开关和软开关两种。传统PWM变换器中的开关器件工作在硬开关状态，硬开关工作有开通和关断损耗大、感性关断问题、容性
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开通问题及二极管反向恢复等四大缺陷，妨碍了开关器件工作频率的提高。
为了克服以上缺点，我们采用了软开关技术。最理想的软开通过程:电压先下降到零后，电流再缓慢上升到通态值，此时开通损耗近似为零。另外，因器件开通前电压已下降到零，器件结电容上的电压亦为零，故解决了容性开通问题，意味着二极管已经截止，其反向恢复过程结束，因此二极管反向恢复问题也得到解决。最理想的软关断过程:电流先下降到零，电压再缓慢上升到断态值，关断损耗近似为零。由于器件关断前电流己下降到零，即线路电感中电流亦为零，所以感性关断问题也得到解决。
由上可知，软开关技术可以解决硬开关PWM变换器的开关损耗问题、容性开通问题、感性关断问题、二极管反向恢复问题，大大提高了开关器件的工作频率。同时也能解决由硬开关引起的电磁干扰问题。
变换器的软开关技术实际上是利用电感和电容来对开关的开关轨迹进行调整，最早的方法是采用有损缓冲电路来实现。从能量的角度来看，它是将开关损耗转移到缓冲电路消耗掉，从而改善开关管的开关条件。这种方法对变换器的变换效率没有提高，甚至会使效率有所降低。目前所研究的软开关技术不再采用有损缓冲电路，这是真正减小开关损耗，而不是开关损耗的转移。
2.2.2软开关技术的分类
全谐振型变换器，一般称之为谐振变换器。该类变换器实际上是负载谐振型变换器，按照谐振元件的谐振方式，分为串联谐振变换器和并联谐振变换器两类。按负载与谐振电路的连接关系，谐振变换器可分为两类:一类是负载与谐振回路相串联，称为串联负载谐振变换器;另一类是负载与谐振回路相并联，称为并联负载谐振变换器。在谐振变换器中，谐振元件一直谐振工作，参与能量变换的全过程。该变换器与负载关系很大，对负载的变化很敏感，一般采用频率调制方法。
1)准谐振变换器和多谐振变换器。这是软开关技术的一次飞跃，这类变换器的特点是谐振元件参与能量变换的某一阶段，不是全程参与。根据谐振开关的用途，准谐振变换器分为零电流开关准谐振变换器和零电压开关准谐振变换器。多谐振变换器一般实现开关管的零电压开关。这类变换器需要采用频率调制控制方法。
2)零开关PWM变换器。它可分为零电压开关PWM变换器和零电流开关PWM变换器。该类变换器是在准谐振变换器的基础上，加入一个辅助开关管，来控制谐振元件的谐振过程，实现恒定频率控制，即实现PWM控制。与准谐振变换器不同的是，谐振元件
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的谐振工作时间与开关周期相比很短，一般为开关周期的1/10~1/5。
3)零转换PWM变换器。它可分为零电压转换PWM变换器和零电流转换PWM变换器。这类变换器是软开关技术的又一飞跃。它的特点是变换器工作在PWM方式下，辅助谐振电路只是在主开关管开关时工作一段时间，实现开关管的软开关，其他时间则停止工作，从而减小了辅助电路的损耗。
在直流开关电源的软开关技术中，还有无源无损软开关技术，即不附加有器件，只是采用电感、电容和二极管来构成无损缓冲网络。
2.3移相控制ZVSPWMDC/DC全桥变换器
2.3.1变换器的控制方式
控制电路是高频开关电源的很重要的部分，是电源系统可靠工作的保证。开关电源的控制方式基本上都采用时间比率控制(TRC)方式。此方式可分为三类:宽度调制方式、脉冲频率调制方式、混合频率调制方式。
目前,以脉冲调制PWM应用最广，本设计采用PWM，即脉冲宽度调制型变换器来电路的占空比进行控制而得到理想的输出电压。图2-3是脉宽调制原理图。
门脉宽调制
电
路误差放大器
基准电压门振荡器分频器电
路
图2-3脉宽调制原理图
Fig.2-3PWMschematic
基准芯片:芯片内大部分电路由它供电，同时，兼作误差放大器的基准电压输入。
振荡器:由恒流充电快速放电电路以及电压比较器组成，震荡频率由外接RC元件所决定，频率f=1/RC。
差放大器:将取样电压和基准电压比较放大，送至脉宽调制电路输入端。
门电路:门电路输入分别受分频器和脉宽调制器的输入控制。
分频器:将振荡器的输入分频后输出，控制门电路输出脉冲的频率。
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2.3.2全桥直流变换器PWM控制方式
全桥变换器的控制方式为双极性控制方式，工作在硬开关状态下。开关管Q1和Q4、Q2和Q3同时开通和断开，两对开关管以PWM方式交替开通和关断，其开通时间均不超过半个开关周期，即它们的导通角小于180度。当Q1和Q4导通时，Q2和Q3上的电压为U反之亦然;当四个开关管都处于截止状态时，每个开关管承受的电压为U/2。由高，ii频变压器的漏感与开关结电容在开关过程中产生的高频振荡引起的电压尖峰，当其值超过
[4]输入电压时，钳位二极管D1-D4导通，使开关管两端的电压波形被钳制在输入电压上。这种控制方式下，功率变换是通过中断功率流和控制占空比的方式来实现的，其工作频率是恒定的;其工作波形如图2-4所示。
Q1
Q2
Q3
Q4
V1
V2
Vr图2-4双极性控制方式工作波形图
Fig.2-4Bipolarwaveformcontrolmethodofwork
Vo
2.3.3开关电源移相控制软开关基本原理tTTonT/2本电源主电路采用的是移相控制方式，在这种方式下，全桥变换器可以实现零电压开0
关、零电压零电流开关和零电流开关三种软开关方式。由于本文研究的电源输出电流很小，所以重点介绍零电压开关PWM全桥变换器。下面详细介绍移相控制PWM软开关实现的过程。
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由四只开关管的导通情况可知，DC/DC全桥变换器存在+1,0，-1三种工作状态。在讨论软开关的实现之前，先说明全桥变换器的三种工作状态。第一种就是+1状态，当Q1和Q4同时导通时，加在变压器原边AB两点上的电压为正的输入电压，即V=(+1)V。第ABin二种就是0状态，当Q1(D1)Q2和(D2)同时导通或Q3(D3)和Q4(D4)同时导通，V=0=(0)ABV。第三种就是-1状态，当Q2和Q3同时导通时，V=(-1)V。根据开关管的三种工作inABin
状态，全桥变换器有三种切换方式:(+1/01或01/+1);(+1/0或-1/0);(0/+1或0/-1)。
Q1
VinC1Q2D2C2D1
AB
Q3D3C3Q4D4C4Lr
LfDR1ip
CRfLLs1
Ls2
DR2
图2-5移相控制ZVSPWMDC/DC全桥变换器主电路
Fig.2-5PhaseshiftcontrolZVSPWMDC/DCfull-bridgeconvertermaincircuit
如上图，Lr是变压器的漏感。当Q1和Q4(或Q2和Q3)同时关断时，由于Lr的存在，原边电流ip不会立即减小到零，这时Q1和Q4(或Q2和Q3)中的电流立即转到D2和D3(D1和D4)中，V=(-1)V或V=(+1)V，出现+1/-1(或-1/+1)切换方式。这个电ABinABin
压使原边电流减小到零。
为了实现开关管的软开关的特性，给他们分别并联吸收电容，如图2-5所示，C1、C2、C3、C4即为吸收电容。当开关管断开时，原边电流给关断管如Q1和Q4的并联电容C1和C4充电，同时给C2和C3放电。这样就限制了Q1和Q4的电压上升率，实现了Q1和Q4的软关断。当C1和C4的电压上升到Vin时，C2和C3的电压同时下降为零，Q2和
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Q3的反并二极管D2和D3导通，为Q2和Q3提供了零电压开通的条件。但是如果此时开通Q2和Q3，变压器原边出现的就是占空比为1的交流方波电压，不能实现PWM控制。
为了实现PWM控制，在Q2和Q3的反并二极管D2和D3导通时，不能开通Q2和Q3。由于V=(-1)V，原边电流ip将在此负电压的作用下减小，并回到零。由于四只开ABin
关管都处于关断状态，其并联电容就会与漏感产生谐振。原边电流ip反向增加，C1和C4放电，C2和C3充电。那么当Q2和Q3开通时，其并联电容C2和C3的电压不为零，其电荷直接通过开关管释放，电容的能量全部消耗在Q2和Q3中，导致开关管发热，而且在开关管中产生开通电流尖峰，损坏开关管，也不能实现软开关。由上面分析可知，在斜对角两只开关管同时关断的切换方式下，出现了+1/-1或-1/+1的切换方式，无法实现开关管的软开关。
但是，如果将斜对角两只开关管的一导通时间相对错开一个时间，即一直开关管提前开通一段时间，关断时间不变;另一只开关管开通时间不变，关断时间延迟一段时间。就会改善开关管的开关状态。将开关管Q1和Q3提前开通，并定义Q1和Q3组成的桥臂为超前桥臂，开关管Q2和Q4滞后关断，并定义Q2和Q4组成的桥臂为滞后桥臂。
采用移相控制方式时，在图2-5所示的电路中，当Q1，Q4均导通的时刻，变压器原边上的电压为(+1)V，电流ip流经Q1、变压器原边、Q4。关断时，首先关断Q1，ip给in
C1充电，给C3放电。由于C1和C3的存在，限制了Q1端电压的上升率，Q1实现零电压关断。由于变压器漏感和滤波电感的存在，ip近似不变。当C3电压降到零时，D3自然导通，为Q3的零电压开通创造条件，此时提前开通Q3，Q3的开通损耗基本为零。在此状态下，变压器原边的电压为零，该切换方式为(+1)/0切换方式。在斜对角两只开关管工作时，Q3的关断和Q1的开通，其工作原理是完全一样的。接下来如果ip足够大，当Q4关断时，ip给C4充电，同时给C2放电。由于有C2，C4存在，Q4是零电压关断。当C2电压下降到零时，D2自然导通，此时可以零电压开通Q2。这时高频变压器原边电压为(-1)V，所以该切换方式为0/-1切换方式。这种零电流开关方式，开关管两端不能并联电in
容。另外当一次电流减到为零后，不能反向增加，不然就失去了零电流开关的条件。
由以上分析可知，直流全桥变换器在移相PWM的控制方式下，超前臂容易实现ZVS，而滞后桥臂既可以实现ZVS，也可以实现ZCS。
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3主电路的设计
3.1高压直流电源整体电路框图
本系统由主电路和控制电路两部分组成，如图3-1所示。主电路部分主要包括变换器和升压电路两个部分。电源的输入为220V工频交流市电，在进行了整流滤波后，得到大约300V左右的直流电。变换器的核心部分采用LCC负载谐振移相式零电压全桥变换器，实现高频化，得到频率为20KHz的交流信号，再经过高频升压变压器和倍压整流器得到直流高压输出。控制部分，采用快速稳定的DSP作为核心控制器，产生PWM波形，通过光耦隔离，并有IGBT自保护的专业集成驱动器IR2110来驱动主电路中的开关管，与采样电
[5]路配合，可对输出进行稳压。
220VACDC(HC)50HZ移相全桥逆变器高频EMI整流滤波倍压滤波器
变压器保护整流
驱动电路
PWM(2,3)PWM(1,4)
DSP辅助电压电流采样控制电路部分电源
图3-1基于DSP控制的高压直流电源框图
Fig.3-1DSP-basedcontrolofhighvoltageDCpowersupplydiagram
3.2谐振变换器
本高压直流电源采用LCC谐振移相控制全桥逆变电路，本节介绍几种常见的负载谐振电路:LC串联负载串联谐振变换器、LC并联负载并联谐振变换器和LCC串并联谐振变换器。
3.2.1串联谐振变换器
串联谐振变换器如图3-2所示，负载与谐振回路L-C以串联形式输出称为串联谐振变
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换器。图中V2为输入直流电源，由工频整流得到，M1,M4及D1,D4组成全桥逆变器，Cr为谐振电容，Lr为谐振电感，L为变压器漏感，C为高压变压器的分布电容，为输出C0滤波电容，为负载电阻，T为理想变压器。串联谐振变换器通过L、Lr、Cr的串联谐R2
振来实现软开关，它的主要优点是串联谐振电容可以作为隔直电容，因此这种电路可以不加任何其它结构而用于全桥逆变器中，并避免了磁路的不平衡。而且当开关频率低于谐振频率1/2值后，随负载的变化，输出电流基本保持不变，即具有电流源特性，使电路具有固有的短路保护能力。它的主要缺点是，在没有负载时，电路没有了电压调节能力，负载越来越轻时，电压调节性能越来越差。另一个缺点是在输出整流滤波电路中，电流的纹波会很大，这种缺点在低压大电流情况下尤为突出，因此这种电路更适合于高压小电流的应用场合。
D1M1D5D7M2D2
LLrTV2CCRr02C
D3M3M4D4D6D8
图3-2串联谐振变换器电路
Fig.3-2Seriesresonantconvertercircuit
3.2.2并联谐振变换器
并联谐振变换器如图3-3所示，负载与L-C谐振回路以与谐振电容并联形式输出称为并联谐振变换器。图中Cr为并在变压器两端的谐振电容。这种电路拓扑结构将高压变压器的分布参数全部包括在谐振回路中了，若高压变压器设计合理，分布参数匹配得当，可以省去谐振电容及电感的设计，使电路更简化。同串联谐振变换器相比，此种电路结构在空载情况下，可以进行电压调节。它的主要缺点是，相对于串联谐振变换器输入电流随负载变化比较大，当负载电阻R增大时(即负载变轻时)通过提高频率来调节电压，但此时电2
流并未减小，反而有所增大，使电源的损耗增加，效率不会很高。因此这种结构的变换器更适合于固定负载电路或负载变化不大的低压大电流中的场合。
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李文杰:基于DSP的高压直流开关电源的设计
D1M1M2D2D5D7
LLrTV2C0CCr
D3M3M4D4D6D8
图3-3并联谐振变换器电路
Fig.3-3Parallelresonantconvertercircuit
3.2.3LCC串并联谐振变换器
负载在L-C谐振回路中以与谐振电容的一部分并联形式输出称为串并联混合谐振变换
[6]器(SPRC)，如图3-4所示，图中负载与C以并联形式输出，与Cr以串联形式输出。这P
种电路形式在一定频率下具有并联谐振变换器的特点，而在一定频率下又具有串联谐振变换器的特点。因此这种变换器的频率特性较为显著。该变换器在不用输出变压器时的输出电压也可高于或低于电源电压。
D1M1D5D7M2D2
LLrTV2CCRr02CCP
D3M3M4D4D6D8
图3-4串并联混合变换器电路
Fig.3-4Series-parallelhybridconvertercircuit
综上的三种谐振变换器电路，由于电压和电流波形均为正弦波，其EMI很小，在中频感应加热场合得到了广泛地应用。有些通讯用开关电源也可采用谐振变换器，其开关频率范围为180,450KHz。它们的基本控制方式都是频率调制，通过控制频率来调节输出电压，这是这类变换器共同的缺点。变化的开关频率使得变换器的高频变压器、输入滤波器和输出滤波器的优化设计变得十分困难。本文结合串并联谐振变换器的优点，主逆变电路采用
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LCC混合谐振电路，由于其频率控制方式的诸多缺点，在保证LCC谐振电路实现零电压开关的基础上，本文采用移相控制ZVSPWM全桥逆变器技术。
3.3负载谐振式全桥逆变电路的结构
Port
Q1-1Q1-4IRFP460C1-8C1-11IRFP460470pF/1KV470pF/1KV
C1-6R1-11C403C405C401+Port33K/2W220uF1000P/15KV1000P/15KV1000P/15KV450VPort-
L1-4C1-12D401D402D403D404D405D406T11:100
INDUCTORXP/1KVC1-13+C1-7XuF/1KV
220uFR1-12-450V33K/2WC402C404C406C1-91000P/15KV1000P/15KVQ1000P/15KV1-3470pF/1KVC1-10IRFP460Q1-2PortPort470pF/1KVIRFP460R2300MR3100K
Port
10V30KVPortGNDGND
图3-5主电路结构
Fig.3-5Circuitstructure
如图3-5所示，主电路采用IGBT作为主开关元件，为LCC全桥逆变电路。LCC谐振电路为开关元件提供零电压开通条件，变压器二次侧为高频高压变压器和倍压整流器件。采用LCC谐振电路主要原因是:变压器二次侧输出为高电压小电流，无法采用滤波电感，这使得传统的靠电感传递能量的DC/DC型变换电路不再适用;LC串联谐振串联负载电路不能开路，LC串联谐振并联负载电路不能短路，而LCC串并联谐振电路兼顾了串联和并联谐振电路优点以及克服了它们的缺点，输出电压可以高于或低于输入电压，而且负载变
[7]化范围宽，因此获得了广泛重视和应用。
3.4高频高压变压器及倍压整流电路的设计
3.4.1高频高压变压器的设计
高压电源的高频化可以使电源装置小型化，系统的动态反应速度加快;电源装置效率提高;并能有效的抑制环境噪声污染。但高压电源高频化发展的阻碍主要体现在高频高压变压器上，其主要问题为:频变压器体积减小，但绝缘问题突出;电压输出高则变压器的
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李文杰:基于DSP的高压直流开关电源的设计
变比较高，而大变比必然使变压器的非线性严重，使其漏感和分布电容大大增加。
本文中变压器的设计采用一级隔离和二级升压的方式，设计成两个变压器，把逆变器同高压倍加器分开，升压变压器同倍压电路一起密封在油箱内，把低压和高压部分分开，这样安装和使用时既安全又可靠，第一级变压器只起隔离变压器的作用，在设计上第一级变压器的初级和次级线圈匝数与第二级变压器的初级线圈匝数是一样的。因此下面重点介绍第二级变压器的设计。
图3-6为高频高压变压器等效电路简化模型，它由漏感L、副边分布电容C和理想变dp压器组成。漏感相同时工作于高频f下的感抗较工频下增加f/50，严重限制了功率输出;ss
分布电容相同时高频下的容抗较工频下减小至f/50，导致空载电流大，功率因数低，空载s
发热问题突出。本设计恰恰利用变压器漏感大的特点，通过串入谐振电容组成谐振变换器，大大提高了转换效率，并减小了电磁干扰。
CL
Ld
Lm
C5
图3-6高频高压变压器等效电路
Fig.3-6High-frequencyhigh-voltagetransformerequivalentcircuit
磁芯选用铁氧体磁芯，虽然铁氧体在饱和磁感应强度、温度特性、机械强度等方面都
691010,,m不如硅钢片，但是它的最大特点是电阻率非常大(一般为,)，比硅钢片大百万倍，因此铁氧体的涡流损耗很小，即它有非常小的高频损耗，本文选用了EE型MX0-2000
22S,1.44cmS,1.12cm铁氧体铁芯，查表得到，它的铁芯截面积为，窗口面积为。初级c0匝数:
25ETonN,(3-1)pBSc
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为了使N满足变换电路输出最高电压的要求，输入直流电压E及导通脉宽宽度均应p
取最大值，故取E=300V，由于变换器工作频率为20KHz，T=50us，取=25us。在选择Ton
2磁感应强度时，为防止铁芯饱和，取B=3000Gs，=1.2，则为52。实际选为cmNNSppc
50。高压变压器的输出电压直接供给倍压电路，输出电压的值越高越好，变压比越大越好，但要考虑到初次级间的绝缘问题，因此把变压比定在20，次级匝数=1000。绕组导线的Ns
线径:
(mm)(3-2)d,0.7I
根据设计要求，变换器最大输出功率为100W，考虑到30%,40%的损耗，电源提供的功率?150W，直流供电电压最大值为300V，因此初级供电电流为:
150，，I,,0.5A(3-3)p1300
次级电流:
Np(3-4)，，I,I,0.025As2p1Ns
则第一级变压器初、次级绕组、第二级变压器初级绕组线径d为:1
(3-5)，，d,0.70.5,0.49mm1
第二级变压器次级绕组线径d为:2
(3-6)，，d,0.70.025,0.11mm2
dd实际制作中，采用的是0.51mm的漆包线，采用的是0.12mm漆包线。12
3.4.2高频倍压整流电路的设计
在本电源设计中，采用升压变压器和倍压整流电路来进行两级升压的理由为:变压器的工艺有限，很难做到如此高变比的变压器;即使采用高变比的高频变压器，则其分布参数将变得更加复杂，使得前级的逆变电路的设计变得困难。所以采用升压变压器和倍压整流电路来进行两级升压。
现就图3-7所示的四倍压整流电路进行分析。在分析过程中，均假设各电容的充电速度远大于放电速度，并将导通的二极管用短路线来代替。
此电路是将整流电路串联连接，电容器按每隔一接点的方式接入，分布在两侧，呈叠
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李文杰:基于DSP的高压直流开关电源的设计层形。由于电容器是层叠串联，其结果可产生nE电压，并且使用耐压为E的电容器即可满足要求。
2um2um
-++-
C3C1u
VVVD1D2D3VD4
C2C4
-+RL+-2um2um
+-4um
图3-7四倍压整流电路
Fig.3-7Fourtimesthepressurecircuit
开始工作后，在第一周期的正半周，电压u经二极管给电容充电到，在负半uVC0D11
上的电压串联起来给充电。在下一周期的正半周，电压u在给充电的同时，周u与CCC121由于已导通，C上尚无电压，故将通过、V向C充电;在负半周，u与在向VCVC3D33D12D11
[8]CC充电的同时也向尚无电压的C充电。四倍压电路在这个周期正、负半周的工作过324
程如图3-8所示:
CC13
++--
+uIVD1IVD3C2
-+-
(a)
20
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CC13
++--
+
u
IVD2IVD4
C4C2-+-+-
(b)
图3-8倍压电路工作过程
Fig.3-8Voltagecircuitprocess
由此可看出，在这种倍压整流电路中其能量是由前向后逐步传递的，每过半个周期便向后传递一步。四倍压整流电路经过4个半周期，即两个周期就有一部分能量传到最后的电容C上。在以后的各周期中，正半周重复图3-8(a)的过程，负半周重复图3-8(b)的过程。4
经过若干个周期后，除电容C上的电压为u外，其余电容上的电压均为2u。负载R上100L得到的电压为C、C上电压之和，即4u，见图3-8所示。以此类推，对于三级(六倍压)240
整流电路，也可以得到相同的结论。
本文采用了一种双向倍加器的方案，即把高压变压器安装在倍压电路的中间，如图3-9所示，这样整个电路相当于两个六级倍加器串联。这样做的目的主要是为了减小倍加器内部压降，提高直流电源的稳定度和效率，增强负载能力，可以大幅度地减小电源输出的纹波系数。变压器内部压降计算公式为:
I211320(3-7),V,(n，n,n)fC326
整个倍加器的直流输出电压为:
V,2(2nV,,V)(3-8)0acp
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李文杰:基于DSP的高压直流开关电源的设计
C8C6
CC79
CC213CC411
DDDDDDDDD5DDD236
CCCCCC135101214
T高压输出1
T2
接逆变器
图3-9双向倍压器电路原理图
Fig.3-9Bi-directionalvoltagemultipliercircuitschematic
V为倍加器的输入电压，也即高压变压器的输出电压，由前面的分析知，变压器的acp
输入最大电压为300V，变比为20，考虑变压器内部的损耗，取变压器效率为70%，则VI=4200V，通过计算取n=6，f=20KHz，输出电流为2mA，选用的电容参数为耐压25KV，acp0
容量为5000pF，硅堆的参数为耐压30KV，漏电流小于8uA，这些电容和硅堆都是向厂家定制的。则
3,2，1021132V,2(2，6，4200,)(，6，，6,，6),94.4(kV)(3-9)0312,20，10，5000，10326
V实际中可以通过调整身高来达到额定的最大输出电压100KV。acp
3.5主电路功率元器件的选择
在本设计中，功率元器件选用的是IGBT管。首先，我们要了解IGBT管的工作原理:IGBT由栅极电压正负来控制，当加上正栅极电压时，绝缘栅下形成沟道，IGBT导通，PNP晶体管提供了流动的基极电流，从而使PNP管导通。当加上负栅极电压时，IGBT工作过程相反，形成关断。
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3.5.1IGBT管的特点简介
IGBT有如下特点:
1)一种电压控制器件。在G-E间加正电压时IGBT导通，相当于在PNP管接了一个低值电阻，于是PNP管导通;当G-E间电压为0时，IGBT关断，PNP管由于无基极电流流通，所以也关断。
2)IGBT比MOSFET耐压高，电流容量比MOSFET大。
3)开关速度比双极型晶体管快。
4)通过控制栅压实现过电流保护。
3.5.2IGBT管的驱动
在本电源中，全桥逆变电路中的功率开关器件IGBT是由DSP发出的PWM波来控制的。但是DSP发出的信号为小信号，难以直接驱动IGBT，所以需要在二者之间加驱动电路。接下来对全桥逆变电路中IGBT的驱动电路加以介绍。
本设计中的驱动信号由DSP产生幅值为3V的PWM信号，经过驱动电路输入到IGBT管的栅极。因DSP事件管理器模块输出为100KHz的PWM信号，所以本设计中的光耦合采用高安华生产的高速光耦HCPL-0710，它的速度可达15M。驱动芯片采用国际整流公司的半桥逆变电路IR2181，该芯片具有速度快，驱动电压高等特点，特别适合于驱动IGBT
[9]等器件。具体设计电路见下图3-10，左侧为DSP事件管理器输出PWM信号，然后经过高速光耦HCPL-0710，输出给半桥式逆变芯片IR2181，从而去控制功率管IGBT开通与关断。
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GND+15V+5V+5V
HCPL-0710
VVDD1DD2PWMVIN
VO
GND1GND2CD
HCPL-0710CVVVDD1DD2CCBVPWMVHININHOHCR
VSRVSHINVO
GND1GND2COMLOLCRIR2181
CD
HCPL-0710CVDD1DD2VVCCBVPWMVINHCCHINHO
VSLVLINSVOLCCGND1GND2LOCOMIR2181
HCPL-0710
VDD1DD2V
PWMVIN
VOGND2GND1GND2
图3-10全桥逆变电路的驱动电路
Fig.3-10Full-bridgeinvertercircuitdrivecircuit
3.6输入整流滤波
单相交流电经整流、滤波后，为逆变桥提供一个平滑的直流电压。在电源模块启动时，冲击电流比较大，已损坏设备。为了抑制冲击电流，在整流电路中采用了软启动;为了防止电网的浪涌电压，电路中接有压敏电阻RY1和RY2。由于单相整流后的直流电压高达280V左右，且一般电解电容的耐压为450V，可以采用多个电容并联滤波，不必采用电容串联的方式减小电容的耐压。
另一方面，为了抑制电网的高次谐波进入本电源系统，同时也可以避免本电源内部产生的电磁干扰进入电网，所以，应该在220V交流市电和整流电路之间加一滤波电路。所加的输入滤波电路是为变换器的电磁干扰电平和外界的电磁干扰源设计的一种低阻抗通道，以抑制或取出电磁干扰，达达电磁兼容的目的，所加的开关电源工频滤波器如图3-11所示。
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L2
L1C5C3C7
ACINPUTC2OUTPUT
C1C4C8
C6
图3-11开关电源低通滤波器
Fig.3-11Switchpowersupplylowlinksfilter
其中L1，C5，C6滤除共模噪声，C1，C2滤除差膜噪声，C1，C2，C5，C6为小容量
C3，C4，C7，C8为常态滤波元件，C3，C4为大容量电解电容，C7，高频电容器，L2，
C8为小容量无感电容，用来补偿大容量电解电容器的高频特性，其高频旁路作用，L2，C3，C4组成低频滤波器，其余电感电容组成高频滤波器。
3.7输出滤波电路
滤波电路利用电抗性元件对交、直流阻抗的不同，实现滤波。电容器C对直流开路，对交流阻抗小，所以C应该并联在负载两端。经过滤波电路后，既可保留直流分量，又可滤掉一部分交流分量，改变了交直流成分的比例，减小了电路的脉动系数，改善了直流电压的质量。
L
+
C
图3-12输出滤波电路
Fig.3-12Outputfiltercircuit
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李文杰:基于DSP的高压直流开关电源的设计
4控制电路设计
4.1控制电路主要硬件的介绍及设计
现有的电源广泛采用TL494，UC3875等专用电源芯片来驱动开关管，特定的电源芯片本身不可编程，可控性较差，难以扩展，不易升级维修，同时电源芯片为模拟型芯片，具有模拟电路难以克服的由温漂和老化所引起的误差，无法保证系统始终具有的高精度和可靠性。随着数字控制技术的日益成熟，常用单片机来对电源进行控制。由于在本电源中，需要一个微处理器来集中快速实现全桥逆变技术、高压直流电源的电压调节等功能，这就对微处理器的运算速度和控制功能提出了很高的要求，常用的单片机由于其通道数目和运算速度的限制难以满足本电源系统，因而在本电源的设计中，根据实际情况选用DSP作为电源的控制核心。
本文采用TI公司的TMS320LF2407型DSP芯片设计了一种新的智能型高频高压开关电源，对电源主电路实现了全数字控制，提高了输出电压的精度和稳定度。控制算法通过软件编程实现使得系统升级方便，也便于用户根据各自的需要灵活地选择不同的控制功能。
4.1.1TMS320LF2407的介绍及应用
本电源以TMS320LF2407DSP芯片为控制核心。其体系结构专为实时信号处理而设计，将实时处理能力和控制器外设功能集于一身，为控制系统应用提供了一个理想的解决
[10]方案。
1)TMS320LF2407是美国TI公司于1999年推出的一种高性能16位定点数字信号处理器(DigitSignalProcessor)，是TI公司C2xx系列成员之一，它采用静态CMOS集成电路制造技术，先进的哈佛结构，片内外围模块，片内存储器和高度专业化指令系统的结合是C240器件灵活高速工作的基础。该系列产品专为马达、开关电源等的数字控制而设计。TMS320LF2407DSP芯片处理数据的能力很强，可以高速完成各项复杂工作。结合本电源的应用，其特点如下:
a.采用高性能静态CMOS技术，使得供电电压降为3.3V，减小了控制器的功耗;30MIPS的执行速度使得指令周期缩短到33ns，从而提高了控制器的实时控制能力。
b.该芯片有两个事件管理器模块EVA和EVB，每个模块包括8个16位的PWM通道，这样就可以用一个2407DSP芯片对全桥逆变电路进行控制。
c.该芯片有16个A/D转换通道，可同时接受电压、电流及反应器反馈参数等信号。
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d.片内有高达32K字的程序存储器;高达1.5K字的数据/程序RAM;可扩展的外部存储器总共192K字空间;64K字程序存储器空间;64K字数据存储器空间;64K字I/O寻址空间。这些都保证了在芯片内可进行大量的编程，从而快速实现各种复杂的功能。
e.10位A/D转换器最小转换时间为500ns，可选择由两个事件管理器来触发两个8通道输入的A/D转换器或一个16通道输入的A/D转换器。这样可以提高操作的完成速度。
f.电源管理包括了3种低功耗模式，能独立将外设器件转入低功耗模式。
g.串行通信接口(SCI)模块。
h.16位串行外设(SPI)接口模块。
i.基于锁相环的时钟发生器。
2)TMS32OLF24O7几乎所有的指令都可在50ns的单周期内完成，配合其强大的指令运算功能，很容易实现各种控制算法及高速的实时采样，为了改善系统的动态品质，并减小系统的静差，采用了闭环来实现对整个系统的控制。本电源系统中DSP的主要功能及软件实现如下:
a.产生PWM波形:用于对全桥逆变器中MOSFET的驱动。根据输出的采样，设定和调整定时器中周期寄存器的值和比较寄存器的值来改变输出PWM波的周期和脉冲宽度。定时器T1、T3被设定为下溢和周期匹配中断方式，用作PWM输出，工作在连续增/减计数模式。
b.实时采样:采用TMS320LF2407中集成的16路ADC转换电路实现电压、电流实时采样，每一通道的最小转换时间为500ns，通过采样模块MAX122，将采样信号转换为2407的ADC所需的0,3.3V电平，在一个开关周期中，将采样80次(开关频率为50KHz)，采样后，通过软件编程调整驱动全桥逆变器开关管的PWM波形相角，移相达到稳压的目的，同时当输出电压、电流过高或欠压时，DSP调用相应的子程序来处理突发事件，起到保护作用。
c.实现输出高压的闭环调节，提高整个系统的稳定性。同时可以通过软件编程，数字显示输出电压和电流。
电源系统中电源的控制电路采用TMS320LF2407DSP为核心。控制电路主要完成如下功能:高频逆变电路驱动信号的产生、过流过压检测与保护、输出电流电压的显示。
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4.1.2控制电路的硬件设计
1)电源的上、掉电次序
在设计DSP供电电源时，由于内核电源与端口电源的电压不同，需要两种电源供电，所以必须要考虑他们之间的配合问题。在上电过程中，如果内核先获得供电，周围没有得到供电，这时对芯片不会产生损坏，只是没有输入输出而已，但是如果周边I/O接口先得到供电，内核后得到供电，则有可能会导致DSP核外围引脚同时作为输出端，此时如果双方输出的值是相反的，那么两输出端就会因反向驱动可能出现大电流，从而影响器件的寿命，甚至损坏器件。
TMS320DSPTPS76818QD
VCCAINOUT
5V+
DPS75733KTI
ENPOEN
VDDOUT
IN
P53823-33DBVI
CCV
RESET手动复位RESET
MR
XFWDI
图4-1DSP电源电路图
Fig.4-1DSPpowersupplycircuit
同样在掉电时，如果内核先掉电，也有可能出现大电流，因此一般要求CPU内核电源先于I/O电源上电，后于I/O电源掉电。但CPU内核电源与I/O电源供电时间相差不能太长(一般不能大于1秒，否则也会影响器件的寿命或损坏器件)，为保护DSP器件，应该在CPU内核电源与I/O电源之间还要加一二极管。具体上电顺序控制的DSP电源电路如
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图4-1所示。
2)系统时钟电路
一般有两种方法给C20X芯片提供时钟电路。一种是在Xl、X2/CLKIN引脚之间连接一个晶体和两个电容，如图4-2(a)所示。利用DSP内部的振荡电路组成并联谐振电路，可产生与外加晶体同频率的时钟信号。电容C1、C2通常在10pF,30pF之间选择，它们可对时钟频率起到微调作用。另一方法是采用封装好的晶体振荡器。将外部时钟源直接输入X2/CLKIN引脚，而将Xl引脚悬空，如图4-2(b)所示。只要将晶体振荡器的4脚接+5V，2脚接地，就可以在3脚上获得时钟信号。出于这种方法简单方便，系统设计一般都采用此种方法。
X1
晶振TMS32020P
DSPS
20P
X2/CLKIN
(a)内部震荡
Fig.aInternalshocks
X2/CLKIN+5
32
X1晶体
14
TMS320LF2407
(b)晶体震荡
Fig.bCrystaloscillation
图4-2DSP系统时钟产生的两种方式
Fig.4-2DSPsystemclockgeneratedintwoways
3)存储器接口电路
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TMS320LF2407DSP中集成了32K字的FLASHEEPROM和1.5K的RAM，由于控制算法的需要，本系统需要扩展外部RAM。TMS320LF2407片内的FLASH可用作程序内存，但是在开发阶段使用FLASH作为程序内存极为不便，因为每一次程序的修改都需要对FLASH进行清除、擦除和编程操作，而且进行CCS调试时只能设置硬件断点，故从调试的角度考虑，应该扩展程序RAM。为了不增加系统复杂程度，从扩展的数据RAM中分出一块作为调试时的程序RAM。如图4-3所示，CY7C1021为64K16的SRAM，存取时间最小为10ns，故不需要插入等待周期就可使系统全速运行。CY7C1021的作用主要是用于F1407A的在线仿真，在线仿真时程序代码下载到CY7C1021。
CY7C1021
D[0..15]DAT
ADDA[0..15]
BHE
RDOE
BLE
WRWE
DSCE图4-3DSP存储器扩展PS
Fig.4-3DSPmemoryexpansion
VCC
4)复位电路的设计
为保证DSP芯片在电源未达到要求的电平时，不会产生不受控制的状态，必须在系统中加入复位电路，由该电路确保在系统加电过程中，在内核电压和外围端口电压达到要求之前，DSP芯片始终处于复位状态，直到内核电压和外围接口电压达到所要求的电平。同时如果电源电压一旦降到门限值以下，则强制芯片进入复位状态，确保系统稳定工作。对于复位电路的设计，一方面应确保复位低电平时间足够长，保证DSP可靠复位;另一方面应确保稳定性良好，防止DSP误复位。一般应保证复位输入端(RS)低电平至少持续6个时钟周期。但在上电后，系统的晶振往往需要几百毫秒的稳定期，所以一般可设为100-300ms。设计时可将上电复位和手动复位两个信号经过罗技相与，然后送到DSP的复
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位输入引脚，具体如图4-4。
DSP100K
RESET
E+
复位按钮-
图4-4DSP复位电路
Fig.4-4DSPresetcircuit
5)电流采样电路
电流采样环节采用LEM公司的霍尔电流传感器LTS6-NP。它是一种应用霍尔原理的闭环(补偿)电流传感器。LTS6-NP具有多测量范围(能选2A、3A、6A的测量范围)，出色的精度、良好的线形度、低温漂、最佳的反映时间、频带宽度宽、无插入损耗、抗外界干扰能力强、电流过载能力强等优点。将霍尔传感器串到回路中。LTS6-NP是单极电源电压，所以需要系统提供+5V的供电电源。
其内部结构和外部接线如下图4-5所示:
Rm
LPS6-NP
OUT
+(串到回路中)GND-
?1s
Ref+5V
图4-5电流采样电路
Fig.4-5Currentsamplingcircuit
6)电压采样电路
电压采样电路主要是采样主回路上的电压。采集的信号(电压数值)通过A/D转换，输入控制器TMS320LF2407，由控制器与设定值进行比较，通过TMS320LF2407来控制PWM信号输出，本设计采用了LEM公司的电压传感器LV28-P。LV28-P也是以霍尔原理
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李文杰:基于DSP的高压直流开关电源的设计
的闭环(补偿)电流传感器为基础。所以该电压传感器具有电流传感器的优越性。下图4-6就是电压采样电路原理图:
R1
+++5V
R2LV28-P
M
---5V
图4-6电压采样电路
Fig.4-6Voltagesamplingcircuit
7)过压保护
为了保护负载和得到理想的输出，开关电源需要设计输出过压保护电路，过电压保护如图4-7所示。图中U表示光耦合器，选用TIL117，T表示一个可编程的精密电压基准GL
431L，它的特性曲线如图4-7所示。主电路的输出电压V经过R1、R2、R3、R4分压OUT
后加入到精密电压基准的基准(R)端，T的阴极接到光耦合器的3端，从图4-8中可以知道，L
当基准电压V达到2.5V时，阴极电流I突然增大，使得光耦合器工作，U变为低电REFKK6平，而U连接到DSP2407的PDPINT端，这样迫使系统重新启动，实现过压保护的目的，K6
以达到保护负载的安全。
VDD
R1UGR2R5
K
R6VCREFBVTOUTLUK6
R3R4A
图4-7过压保护
Fig.4-7Overvoltageprotection
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辽宁工程技术大学毕业设计(论文)
ImAK
100
50
-1.5-0.502.53.0VREF
-50
-100
图4-8431L的特性曲线
Fig.4-8431Lofthecharacteristiccurve
8)过流保护
开关电源通常会设有电流保护电路，当负载电流超过设定值或发生短路时，对电源本身提供保护。在本电源电路设计过程中，用了三重过流保护:一是系统市电输入端放置熔断保险管;二是用控制软件启动的触发器后级放置熔断保险管，保护功率器件;三就是系统最重要的过流保护部分，通过对系统电流的检测来控制PWM信号脉冲宽度从而达到过流保护的目的，本设计采用的是限流-切断式保护。限流-切断式保护分两个阶段进行，当负载电流达到某个设定值时，保护电路动作，输出电压下降，负载电流被限制;如果负载电流增大到第二个设定值时，保护电路进一步动作，将电源切断。
TLR1D1ie
UK9
R2C
D2
图4-9过流保护电流采样电路
Fig.4-9Currentsamplingcircuitovercurrentprotection
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李文杰:基于DSP的高压直流开关电源的设计
如图4-9所示，首先设定两个整定值，1.0V和1.2V，当电流检测电路的输出超过1.0V时，启动限流保护方式，输出脉冲终止;当电流检测电路的输出超过1.2V时，启动切断保护方式，故障锁存器置位，系统重新软启动，这部分的功能全部由DSP2407软件编程自动完成。外部电路只需完成电流检测和I/V转换，并将转换的电压信号输入到DSP2407的PDPINT。
4.2辅助电源的电路设计
在本电源中，有的元件需要单独供电，所以需要设计辅助电源。具体如下:驱动全桥逆变电路的IR2110芯片需要+5V和+15V两路电源供电;TMS320LF2407DSP芯片需要+3.3V，+5V和-5V三路电源供电;控制板运放电路需要+5V和-5V两路电源供电。T11N4001
1N4001
1mHS11.6
220V1N4001
0.220.22u1N40011.6u
IN1mHOUTGND1N4001
1N40011.6
13U2U1U3IN22OUTGNDGND1GND2200uFL7805ACV(3)MC7905CT(3)L7815ACV(3)
33uF33uF33uF
100n100n100n32
INOUT
+5V+15V-5V图4-10辅助电源
Fig.4-910Auxiliarycircuit
220V交流电经?型滤波后经三个半波整流电路及三个限流电阻后分成三路，再经集成31
稳压模块稳压和两个高低频滤波电容后，提供+15V、?5V的电源，为了得到更加稳定的直流。
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4.3软启动电路的设计
220V，50Hz经过全桥整流后的直流电压约为300V左右，如果这个电压直接加在电容上，会导致过大的冲击电流。为了减小这种冲击电流对电路的影响，可以在直流后的电路中串联一个限流电阻，在电容充电接近饱和时，再短接电阻。为此，采用继电器设计了软启动电路，具体的电路如图4-11所示。
R1300V
330VDCOUTPUT
C4C1R2JZ1
220VAC50HZINPUTR3R4C2C5C3
GND
JZ1D2JZ2D3
JZ2
R5
GND
图4-11软启动电路
Fig.4-10Soft-startcircuit
工作原理如下:交流市电整流后变成直流，经限流电阻R1给电容C1、C3充电，同时也给C2充电。此时，三极管的基极电压开始缓慢上升，当上升到一定的电压后，三极管导通，继电器JZ2导通并吸合，则继电器JZ1也导通并吸合，从而将限流电阻短路，这样也就达到了软启动的目的。
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李文杰:基于DSP的高压直流开关电源的设计
5控制电路软件及系统抗干扰的设计
由于本电源系统采用DSP为控制核心，所以本小节将介绍一下DSP的软件编程部分。5.1控制电路软件设计
5.1.1主程序控制
开始
软启动
初始化
显示V
V设定为零
等待A/D
启动A/D采样
V设定值
返回
图5-1主程序流程图
Fig.5-1Mainprogramflowchart
图5-1为主程序的流程图。初始化过程包括A/D口、PWM口等的初始设定。刚启动时，设定电压输出为零，并使电压显示为零。然后启动A/D，采样电压的设定值，此时可选择输出电压的等级。接着以软启动方式调节全桥逆变电路，此时PWM口的占空比以一定的速度缓慢变大。在显示电压的过程中，应有0.5秒的延时和刷新。显示也是采用PWM口占空比的调节，利用滤波电路来实现D/A转换，将此信号直接供给专用电压显示模块。A/D中断频率为20KHz。这样整个主程序在等待A/D中断和显示处理之间来回循环。通常基本上主程序是在A/D中断处理当中。因为显示处理部分采用0.5秒的刷新，其延时是在不断的A/D中断时完成的。
5.1.2中断处理子程序
图5-2为中断处理子程序的流程图。在采样各值中判断次数时，每个A/D输出有D1,D5这5个值，其中包括母线电压/电流、高压侧电压、手动电压/等级电压输入值，用于均
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辽宁工程技术大学毕业设计(论文)
值滤波处理。然后将处理好的值作为实际的运算和判断用。每5次中断完成后，再重新一一覆盖。此处为了故障处理的首要性，将过流过压判断部分放在了调节前面。在判断过压过流时，有6个值需要判断，包括A/D02,A/D07。这六个值用于前面提到的过流过压保护。在判断完过流过压后，将部分的值用于主电路电压调节用和电压显示用。接着对这些值进行PI调节。最后将调节好的值去改变PWM的占空比来实现电压电流的双环稳压控制和调节。
A/D中断服务
N
PI调节采样各值
改变0-49%
之间PWM的占N空比判断次数
Y保持当前值N>5，n+1
开中断均值滤波
返回
中断返回Y判断过故障处理压/过流
图5-2中断处理子程序流程图
Fig.5-2Interrupthandlingsubroutineflowchart
5.1.3主函数及事件管理器程序清单
本设计中主要应用的是DSO中的事件管理器A，以产生PWM波配合驱动电路控制开关管的通断。为了验证该电路设计的合理性及加强DSP软件设计能力，针对事件管理器A编制程序产生不同占空比的PWM波形，频率为100KHz。相关的部分程序清单如下，主要包括主函数及事件管理器程序清单。
主函数程序清单:
Main()
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{
//设置CPU定时器
InitCpuTimers();
//初始化时钟系统
InitP11(OxA);
InitPeriphera1Clocks();
InitEv();
//初始化FLASH时序
//MemCopy(Uint16SourceAddr，Uint16SourceEndAddr，Uint16DestAddr);
//InitFlash();
//初始化
//初始化IO系统
InitGpio();
//初始化中断系统
InitPieVectTable();
InitPieCtrl();
InitCPUIntrupt();
EvaRegs.TICON.bit.TENABLE=1;//定时器使能，使能定时器运行
While(1)
{
}
输出PWM波程序清单:
VoidInitEv(void)
{
//使能2407新特性
EvaRegs.EXTCONA.bit.EVSOCE=0;
EvaRegs.EXTCONA.bit.INDCOE=0;
//定时器1工作环境
EvaRegs.T1CON.bit.TCLKS10=0;//时钟源选择，内部时钟源HSPCLK
EvaRegs.T1CON.bit.TPS=0;//计数时钟分频，不分频，75MHZ，13.33ns
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EvaRegs.T1CON.bit.TMODE=2;//计数模式，持续上计数
EvaRegs.T1CON.bit.TCLD10=2;//比较寄存器加载情况，立即加载
EvaRegs.T1CON.bit.TECMPR=0;//比较使能，关闭比较
EvaRegs.T1CON.bit.TENABLE=0;//定时器使能，关闭定时器运行
EvaRegs.GPTCONA.bit.T1CMPOE=1;//定时器1比较输出使能
EvaRegs.GPTCONA.bit.T1PIN=1;//定时器1比较输出极性，低有效
EvaRegs.T1CMPR=375;
EvaRegs.T1CNT=0;
EvaRegs.T1PR=750;
//定时器2工作环境
EvaRegs.T2CON.bit.TCLKS10=0;
EvaRegs.T2CON.bit.TPS=7;
EvaRegs.T2CON.bit.TMODE=2;
EvaRegs.T2CON.bit.T2SWT1=0;//使用定时器1的使能位启动定时器2
EvaRegs.T2CON.bit.SET1PR=0;//使用定时器1的周期寄存器做为定时器2的
周期寄存器
EvaRegs.T2CON.bit.TCLD10=2;
EvaRegs.T2CON.bit.TECMPR=0;
EvaRegs.T2CON.bit.TENABLE=0;
EvaRegs.GPTCONA.bit.T2CTRIPE=0;//比较陷阱使能
EvaRegs.GPTCONA.bit.T2TOADC=0;//启动ADC的事件
EvaRegs.GPTCONA.bit.T2CMPOE=0;//比较输出使能
EvaRegs.GPTCONA.bit.T2PIN=0;//比较输出极性
}
5.2系统抗干扰设计
5.2.1开关电源的噪声抑制
在开关电源中，功率三极管和功率二极管在开关过程中，在微秒量级上升、下降时间
内产生的射频能量己经成为噪声的主要来源;另外，开关电源内部寄生电容在开关状态下
[11]的突然充放电，也是一个重要来源。
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李文杰:基于DSP的高压直流开关电源的设计
1)交流侧滤波器
为了防止开关电源产生的开关电流脉冲去干扰或破坏与输入电路有关的外部电子设备，同时也防止外部的干扰、涌浪串入电源内，应当在交流输入端加入线性滤波器。如图4-11所示。
L1
L3
C2
C1
LC23
图5-3线性滤波电路
Fig.5-3Linearfiltercircuit
该滤波器对共模噪声和差模噪声都有效。其中，L1、L2、C1是为了去除差模噪声，
C3构成去除共模噪声回路。L1、L2的铁心应选择不易饱和的材料。C1使用陶L3、C2、
瓷电容或聚脂薄膜电容，有足够的耐压值，容量取0.22uF左右即可，电容量太大，泄漏电流增大。L3为共模电感，它是在同一个铁芯上绕两个匝数相等、方向相反的绕组，电源的往返电流在铁心中产生的磁通方向相反，相互抵消，因而不起电感作用，对于电源相线和地线间的共模噪声，能得到一个大的电感，呈现高阻抗，对共模噪声有良好的抑制作用。
2)直流侧滤波器
为了减小电源的输出噪声，必须在直流输出侧加上滤波器。常用的滤波器为电感-电容滤波，在输出端串入了滤波电感，并联电解电容和无源电容。无源电容可取多个:0.01uF、0.1uF、1uF、10uF等，以取得更好的滤波效果。输出端插入共模电感时，效果更好。
如果输出电流比较大时，采用共模电感导线太粗。这时，可使用铁氧体磁环作噪声滤波器。铁氧体磁环在直流或低频下损耗很小，在高频下，损耗增大，特别对1MHz以上的噪声更为有效。
3)电路元件合理安装降低噪声
在电路元件的安装上应尽量使输入交流和输出直流插座分开并远离。布线严格分开，简化电流通路的途径，减少相互交叉干扰。凡是含有大的电流、电压变化率的元件(开关管、
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辽宁工程技术大学毕业设计(论文)
整流二极管)的回路面积应尽可能小，以减小噪声辐射源的有效区域。
4)其它噪声抑制措施
a.对高速开关元件和整流二极管使用缓冲电路，主要是RC缓冲电路;
b.尽可能减小旁路电容的引线电感;
c.地线应粗而短，信号线和主回路线分离，远距离取样线和脉冲负载电流线分开配线;
d.电源的交流输入和直流输出分开配线，实行绞扭线布线;
e.对于控制回路和主回路，特别是地线具有公共的阻抗，应绝对分离，应从电容器上分别引出各自的地线。
5.2.2DSP抗干扰措施
1)硬件电路抗干扰措施
电源噪声对DSP系统有严重的危害。良好接地和配置去耦电容是控制电源干扰的重要方法。
a.供电技术
本系统中的各测控模块的电源是由辅助电源提供的。辅助电源提供所需电压(3.3V，?5V，15V)，为了使各个输出之间相互隔离，各个测控单元的电源输入端应并入一个吸收低频干扰的大容量电解电容和一个吸收高频干扰的无源电容。电解电容应取47uF以上，无源电容可用0.01uF,0.1uF的独石电容。
b.集成芯片去耦
原则上每个集成芯片都应安置一个0.1uF的陶瓷电容。特别是DSP，ROM，RAM存储器。
c.接地
根据一般性原则，整个系统的接地分为:系统地、屏蔽地、保护地。由于本系统的信号频率较低，故采用单点接地，若采用多点接地，则容易在系统内形成接地电流的回路而引起共模干扰。
d.尽量加粗接地线
加粗地线能降低导线电阻。因此应将接地线尽量加粗，使它能通过三倍于印制电路板的允许电流。如有可能，接地线的宽度应大于3mm。印制板上没有布置器件的地方应尽量覆上和地线相连的铜网。
e.将接地线构成闭环路
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李文杰:基于DSP的高压直流开关电源的设计
设计DSP地线系统时，将接地线做成闭环路可以明显的提高抗噪声能力。其原因在于:印制电路板上有很多集成电路元件，尤其遇有耗电多的元件时，因受接地线粗细的限制，会在地线上产生较大的电位差，引起抗噪声能力下降，若将接地线构成环路，则会缩小电位差值，提高电子设备的抗噪声能力。
2)PCB设计抗干扰措施
布局上，把模拟信号、高速数字电路、噪声源(如继电器、大电流开关等)这三部分合理地分开，使相互间的信号耦合为最小。并且尽量使敏感元件远离干扰源，如功率电路中的主开关元器件等属于强干扰源;滤波器、低电平放大器、微处理机及接口电路是弱信号部分，所以设计时把两者尽量远离。
a.在印制电路板上布置逻辑电路时，在出线端子附近放置高速电路，稍远处放置低速电路和存储器等。这样的设计便于处理公共阻抗耦合、辐射和串扰等问题。将发热元件远离关键集成电路，磁性元件屏蔽，有关的逻辑元件相互靠近。时钟发生器布置在靠近中央的部位并靠近用到该时钟的器件。I/O驱动电路靠近印制电路板边和引出插头。
b.高速信号线和时钟信号线用短线，信号线和信号回路线所形成的环路面积要最小，高速线路和时钟信号线直接连接，时钟信号线靠近地线。为避免信号线之间的串扰，两条信号线不可平行，采取垂直交叉方式，或拉开两线之间的距离，并且各信号线之间用地线隔开，这样有助于减少交叉干扰。
c.电源线除加粗外，还使电源线、地线的走向与数据传递的方向一致，有利于增强抗噪声的能力。走线粗而短，拐弯时走45度斜线或弧线，避免90度拐角。数字信号线与模拟信号线分开走线。大电流快速信号线靠近底线。
d.采用单点接地。线路板之间携带高噪声的连线宜采用屏蔽双绞线。在每个集成电路芯片的电源端接入0.01uF,0.1uF高频特性好的瓷片电容，可有效降低电源线阻抗，缩小电流环路，使集成电路的电源电压波动减小。
e.闲置不用的门电路输入端不能悬空，闲置不用的运放正输入端接地，负输入端接输出端。进入线路板的信号或来自高频区域的噪声信号要加滤波器。
用串联电阻的办法，降低控制电路上下沿跳变速率。
[12]3)软件抗干扰措施
a.采用拦截失控程序的方法
在程序设计时多采用单字节指令，并在关键处插入一些空操作指令，或将有效单字节指令重复几次，这样可保护其后的指令不被拆散，使程序运行走上正轨。
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加入软件陷阱:当PC值失控使程序失控后，CPU进入非程序区，这时可用一条引导指令，强迫程序进入初始入口状态，进入程序区，可每隔一段设置一个陷阱。软件复位:当程序“走飞”时，运行监视系统(Watchdog系统)，使系统自动复位而重新初始化。
b.设立标志判断
定义某单元为标志，在模块主程序中把该单元的值设为某个特征值，然后在主程序的最后判断该单元的值是否不变，若不同则说明有误，程序就转入错误处理子程序。
c.增加数据安全备份
重要的数据用两个以上的存储区存放，还可以用大容量的外部RAM，将数据作备份。永久性数据制成表格固化在EPROM中，这样既能防止数据和表格遭破坏，又能保证程序逻辑混乱时不将数据当指令去运行。
d.对DSP口线进行重新设置或刷新
在DSP结构中，I/O电路较靠近管芯边缘，其逻辑电路很受外部噪声影响。因此，在用户程序中，定期刷新I/O口的数据寄存器和方向寄存器，或进行重复的初始化。这样可使数据及时得到修复，以减少系统产生错误动作。
e.对空余不用的中断向量进行处理
在多数应用系统中，DSP都存在多余的不用的中断向量。因此在程序中对所有空余未用的中断都编制了相应的错误处理程序，一旦由于干扰触发了这些中断，在执行简单的错误处理程序后，依然可正常返回。
f.采用数字滤波方法
利用计算机通过一定程序计算对采样信号进行平滑加工，保护有用信号，减弱和消除干扰信号。微机监控系统中比较常用的数字滤波方法有:最小二乘法、滤波系数法、加权滤波法、中位值滤波法等。
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李文杰:基于DSP的高压直流开关电源的设计
6开关电源技术经济分析
随着电子技术的高度发展，电子系统的应用领域越来越广泛，电子设备的种类也越来越多，电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，任何电子设备都离不开可靠的电源，它们对电源的要求也越来越高。电子设备的小型化和低成本使电源以轻、薄、小和高效为发展方向。实现高频化的有效途径是采用软开关技术;随着DSP的开发与费用的下降，DSP技术已成为人们日益关注并得到迅速发展的前沿技术。
根据日本电子机械工业会发表的资料记载，日本2001年的电子工业生产总额达到126648亿日元，是前年的117;3,。其中产业用电子设备以计算机和外围设备为中心显示了好的形势;达到46038亿日元，是前年的106,;并且在金额基数中超过了家用电器设备和电子元件，成为电子工业的中心。2001年的直流稳压电源的市场规模估计在1700亿日元左右。其中，开关电源为l370亿日元左右，损耗式电源145亿日元，CVT电源100亿日元左右，其它CVCC等685亿。
以上是出口直流稳压电源的状况，应再加上工厂内部消耗量才算作市场的总额。厂内消费的计算是有争议的，但由于建立了大量生产体制而限制了开关电源的价格。增加了对外销的供应，估计可以达到产值1000亿日元的规模。
为了不断提高功率变换器的品质，满足电子设备不断提高的要求，针对硬开关PWM变换器的不足，相应提出了软开关变换器的概念并得到广泛的研究，本文正是利用了此项技术，提高了电源效率，降低了开关损耗。高压直流电源从工频化到高频化，大大减小了电源的体积和重量，便于携带。在实现高频化的重要部分逆变电路中，对利用变压器漏感和开关管结电容来实现的软开关技术进行了详细的分析，并应用于实际电路中，使变压器的分布参数得到了合理的利用，减小了高频变压器分布参数所带来的不利影响，取得了较好的效果。整个电源系统以DSP为控制核心，用单个TMS320LF2407DSP芯片来集中实现了LCCZVSPWM移相全桥逆变技术、高压直流电源的输出电压调节、整个系统的保护等功能。并使电源具有较好的可控性，且易升级、易维修。采用两极变压器的策略解决了电源高压和低压部分的绝缘问题，采用双向倍加器技术，减少了倍压级数，提高了电源的稳定度和精度。
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辽宁工程技术大学毕业设计(论文)
7结论
本文结合各种新技术，设计出一种基于DSP数字控制技术的高压直流电源，基本满足设计的精度和稳定度要求。并对所涉及的新技术进行了较为深入的理论研究。得到具体结论如下:
高压直流电源从工频化到高频化，大大减小了电源的体积和重量，便于携带。在实现高频化的重要部分逆变电路中，对利用变压器漏感和开关管结电容来实现的软开关技术进行了详细的分析，并应用于实际电路中，使变压器的分布参数得到了合理的利用，减小了高频变压器分布参数所带来的不利影响，取得了较好的效果。
整个电源系统以DSP为控制核心，用单个TMS320LF2407DSP芯片来集中实现了LCCZVSPWM移相全桥逆变技术、高压直流电源的输出电压调节、整个系统的保护等功能。并使电源具有较好的可控性，且易升级、易维修。
采用两极变压器的策略解决了电源高压和低压部分的绝缘问题，采用双向倍加器技术，减少了倍压级数，提高了电源的稳定度和精度。由于该电源中有DSP敏感器件，所以本文结合实际情况，对该电源系统的电磁兼容问题进行了解决。通过以上的种种措施，基本上解决了高压绝缘问题，提高了电源的可靠性。
由于技术的局限性，本文所设计的高压直流电源还存在着一些不尽如人意的地方。有待于进一步的工作来加以完善。主要表现为:在电源的逆变电路中，利用变压器漏感和结电容来实现软开关技术现在还不成熟，各种谐振电路各有优缺点，制约了开关频率的进一步提高。
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李文杰:基于DSP的高压直流开关电源的设计
致谢
历时三个月的毕业设计已经告一段落。经过自己不断的搜索努力以及周老师的耐心指导和热情帮助，本设计已经基本完成。在这段时间里，周老师严谨的治学态度和热忱的工作作风令我十分钦佩，他的指导使我受益匪浅。在此对周立老师表示深深的感谢。
通过这次毕业设计，使我深刻地认识到学好专业知识的重要性，也理解了理论联系实际的含义，并且检验了大学四年的学习成果。虽然在这次设计中对于知识的运用和衔接还不够熟练。但是我将在以后的工作和学习中继续努力、不断完善。这三个月的设计是对过去所学知识的系统提高和扩充的过程，为今后的发展打下了良好的基础。
由于自身水平有限，设计中一定存在很多不足之处，敬请各位老师批评指正。
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辽宁工程技术大学毕业设计(论文)
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李文杰:基于DSP的高压直流开关电源的设计
附录A译文
一种输出电压4,16V开关稳压电源的设计摘要
介绍一种采用半桥电路的开关电源，其输入电压为交流220V?20,，输出电压为直流4,16V，最大电流40A，工作频率50KHz。重点介绍了该电源的设计思想，工作原理及特点。
关键词:脉宽调制半桥变换器电源
1基本工作方式及方框图
方框图如图1所示:
滤波电整流滤波半桥式输出整流滤
路电路变换器波电路
辅助控制反馈
电路电路电路
图1整体电源的工作框图
Fig.1Blockdiagramoftheoverallpowerofthework
2各主要功能的描述
2.1交流EMI滤波及整流滤波电路
交流EMI滤波及整流滤波电路如图2所示。
图2交流EMI滤波及整流滤波电路
Fig.2ACEMIfilterandrectifiercircuit
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辽宁工程技术大学毕业设计(论文)
电子设备的电源线是电磁干扰(EMI)出入电子设备的一个重要途径，在设备电源线入口处安装电网滤波器可以有效地切断这条电磁干扰传播途径，本电源滤波器由带有IEC插头电网滤波器和PCB电源滤波器组成。IEC插头电网滤波器主要是阻止来自电网的干扰进入电源机箱。PCB电源滤波器主要是抑制功率开关转换时产生的高频噪声。交流输入220V时，整流采用桥式整流电路。如果将JTI跳线短连时，则适用于110V交流输入电压。由于输入电压高，电容器容量大，因此在接通电网瞬间会产生很大的浪涌冲击电流，一般浪涌电流值为稳态电流的数十倍。这可能造成整流桥和输入保险丝的损坏，也可能造成高频变压器磁芯饱和损坏功率器件，造成高压电解电容使用寿命降低等。所以在整流桥前加入由电阻R1和继电器K1组成的输入软启动电路。
2.2半桥式功率变换器
该电源采用半桥式变换电路，如图6所示，其工作频率50KHz，在初级一侧的主要部分是Q4和Q5功率管及C34和C35电容器。Q4和Q5交替导通、截止，在高频变压器初级绕组N1两端产生一幅值为U1/2的正负方波脉冲电压。能量通过变压器传递到输出端，Q4和Q5采用IRFP460功率MOS管。
2.3功率变压器的设计
2.3.1工作频率的设定
工作频率对电源的体积、重量及电路特性影响很大。工作频率高，输出滤波电感和电容体积减小，但开关损耗增高，热量增大，散热器体积加大。因此根据元器件及性价比等因
ff素，将电源工作频率进行优化设计，本例为=50KHz,T=1/=1/50KHz=20us。SS
2.3.2磁芯的选择
1)选取磁芯材料和磁芯结构
选用R2KB铁氧体材料制成的EE型铁氧体磁芯。其具有品种多，引线空间大，接线操作方便，价格便宜等优点。
2)确定工作磁感应强度Bm
BBR2KB软磁铁氧体材料的饱和磁感应强度=0.47T,考虑到高温时会下降，同时为防止SS
BB合闸瞬间高频变压器饱和，选定=1/3=0.15T。mS
3)计算并确定磁芯的磁芯型号
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李文杰:基于DSP的高压直流开关电源的设计
磁芯的几何截面积S和磁芯的窗口面积Q与输出功率存在一定的函数关系。对于半P0
桥变换器，当脉冲波形近似为方波时:
4P，100(2-1)SQ,2，f，B，,，K，K，jnmfy
2式中:η表示效率，j表示电流密度，一般取300,500A/,表示磁芯的填充系数，cmKc其中铁氧体=1，表示铜的空间因素，Ku表示铜的填充系数，Ku与导线线径及绕制KKfy
的工艺及绕组数量等有关，一般为0.1,0.5左右。由厂家手册知，EE55磁芯的
224S=3.54cm,Q=3.1042cm,则SQ=10.9cm，EE55磁芯的SQ值大于计算值，选定该磁芯。2.3.3计算原副边绕组匝数
按输入电压最低及输出满载的情况(此时占空比最大)来计算原副边绕组匝数，已知
=176V经整流滤波后直流输入电压=1.2×176=211.2V。对于半桥电路、功率变压UUdminmin
器初级绕组上施加的电压等于输入电压的一半,U即=/2=105.6V，设最大占定比Upmindmin
=0.9，则Dmax
,544U，t，10,105.6，9.0，10，10ionminmin
4U，t，10ponminminN,i2，B，Sinr
,64105.6，9.0，10，10,,8.92，0.15，3.54
U次级匝数计算时取输出电压最大值Uomax=16V。次级电路采用全波整流，为次级s
UUU绕组上的感应电压，为输出电压，为整流二极管压降，取1V。为滤波电感等线fOz路压降，取0.3V，
U，U，U16，1，0.3min12iU,,,19.22V0D0.9min
U19.220N,，N,，8.9,1.821U，D105.6，0.9iminmin
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U，DminminiN,，N,1012U0
2.3.4选定导线线径
在选用绕组的导线线径时，要考虑导线的集肤效应，一般要求导线线径小于两倍穿透
2深度，而穿透深度Δ由决定。式中:ω为角频率，ω=2πfs;μ为导线的磁导率，,,,,,
对于铜线相对磁导率μr=1，则μ=μ0×μr=4π×10,7H/m;为铜的电导率，=58×10,6Ωm;,,穿透深度Δ的单位为m。变压器工作频率50kHz，在此频率下铜导线的穿透深度为Δ=0.2956mm，因此绕组线径必须是直径小于0.59mm的铜线。另外考虑到铜线电流密度一
2般取3,6A/mm，故这里选用0.56mm的漆包线8股并联绕制初级共10匝，次级选用厚0.15mm扁铜带绕制2匝。
2.4辅助电源设计
辅助电源采用RCC变换器(RingingChokeConverter)，见图3。
图3使用RCC转换器的辅助电源
Fig.3RCCconverterusingtheauxiliarypowersupply
其输入电压为交流220V整流滤波电压，输出直流电压为12.5V，输出直流电流为0.5A。电路中Q8和变压器初级绕组线圈N1与反馈绕组线圈N3构成自激振荡。R72为启动电阻。Q9、R77构成辅助电源初级过流保护。D20、C81、ZD1、Q11、R75、R76构成电压检测与稳压电路，控制Q8的基极电流的直流分量，从而保持输出电压恒定，变压器
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采用EE19、LP3材质构成。初级180匝，反馈绕组5.5匝，次级11匝，初级电感量是2.6mH，磁芯中间留有间隙0.4mm。
2.5驱动电路
驱动电路如图4所示。TL494输出50kHz的脉冲信号，通过高频脉冲变压器耦合去驱动功率MOS管。次级脉冲电压为正时，MOS管导通，在此期间Q7截止，由其构成的泄放电路不工作。当次级脉冲电压为零时，则Q7导通，快速泄放MOS管栅级电荷，加速MOS管截止。R70是用于抑制驱动脉冲的尖峰，R68、D15、R67可以加速驱动并防止驱动脉冲产生振荡。D17和与它相连的脉冲变压器绕组共同构成去磁电路。
图4驱动电路
Fig.4Drivecircuit2.6风扇风速控制电路
风扇风速控制电路见图5。利用二极管正向管压降随温度升高而呈下降趋势的特性，将D9、D10做为散热器温度采样器件。方法是将D9、D10两二极管紧靠在散热器上，当散热器随输出功率加大而温度升高时，运放N2A正相输入端电平降低，输出低电平使三极管Q3开始导通，风机上电压升高，转速升高，最终到达最高转速。当负载较轻，使散热器温度低于50?时，N2A输出高电平，Q3不导通，辅助电源12.5V经电阻R57降压给风机供电，风机处于低速、低噪声运行状态。此电路可以提高风机工作寿命，增加电路可靠性，亦可在小负载情况下，减少风机带来的噪声。
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图5通风风速控制电路
Fig.5Ventilationspeedcontrolcircuit
2.7PWM控制电路
控制电路采用通用脉宽调制器TL494，具有通用性和成本低等优点，见图6。输出电压经R40、RV2、RV1、R41进行分压采样，经R5阻抗匹配后送到TL494脚1。RV1装在电源前面板上用于实现输出电压的调节。R103和C14将输出电感L1前信号采样，经R5送到TL494脚1，用于提高电源稳定度，消除L1对环路稳定性影响。2.8过流保护电路
为增强电源可靠性，此电源采用初、次级两级过流保护。初级采用电流互感器CT1检测初级变压器电流，检测出的电流信号经R60转为电压信号后，再经D2,D4，C9整流滤波后，经过电位器RV3分压，反相器N3反相后加在Q1管基极。当初级电流超过正常时，反相器反转，Q1管导通，将VREF=5V的高电平加在TL494脚4上(脚4为TL494死区控制脚、高电平关断)，TL494关断。输出直流总线上过流保护，采用R45,R56电阻做为采样电阻，当输出电流增加时脚15电平变低，当输出电流大于40A的105,时，TL494的内部运放动作，脚3电平升高，限制输出脉宽增加，电源处于限流状态。
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图6控制电路
Fig.6Controlcircuit3总结
本文介绍的开关电源已成功地作为实验室电源、通信基站电源使用。其效率?85,，纹波优于30mVPP，产品可靠性高、成本低，具有一定的市场竞争力。
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附录B外文文献
Onekindofoutputvoltage4~16Vswitch
voltage-stabilizedsourcedesign
Abstract
Introducedonekinduseshalfbridgeelectriccircuittheswitchingpowersupply,itsinputvoltagefortheexchange220V?20%,theoutputvoltagefordirectscurrent4~16V,maximumcurrent40A,operatingfrequency50kHz.Withemphasisintroducedthispowersourcedesignconcept,theprincipleofworkandthecharacteristic.
Keyword:Pulse-durationmodulationHalfbridgeconverterPowersource1Basicworkinglanguageandblockdiagram
blockdiagramasshowninFigure1
Figure1blockdiagram
2Eachmainfunctionaldescription
2.1ExchangestheEMIfilterandtherectificationfiltercircuit
ExchangestheEMIfilterandrectificationfiltercircuitasshowninFigure2
Figure2EMIfilterandrectificationfiltercircuit
Theelectronicinstallationpowerlineistheelectromagneticinterference(EMI)comesin
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andgoesoutanelectronicinstallationimportantway,installstheelectricalnetworkfilterintheequipmentpowerlineentrancetobepossibleeffectivelytoshutoffthiselectromagneticinterferencedisseminationway,thispowersourcefilterbyhavetheIECplugelectricalnetworkfilterandthePCBpowersourcefilterarecomposed.TheIECplugelectricalnetworkfiltermainlyarepreventtocomefromtheelectricalnetworkdisturbancetoenterthepowersourceenginecase.ThehighfrequencynoisewhichthePCBpowersourcefiltermainlysuppressthepowerswitchtransformswhenproduces.Whentheexchangeinputs220V,therectificationusesthebridgetypelevelingcircuit.IfjumpstimethelineshortcompanyJTI,thenissuitableforthe110Vexchangeinputvoltage.Becausetheinputvoltageishigh,thecapacityofcondenserisbig,thereforeisputtingthroughtheelectricalnetworkinstantaneoustobeabletoproducetheverybigsurgesurgecurrent,commonsurgemagnitudeofcurrentforsteadycurrentdozensoftimes.Thispossiblycreatestherectificationbridgeandtheinputfusedamage,alsopossiblycreatesthehigh-frequencytransformermagneticcoresaturateddamagepowercomponent,createshigh-pressuredelectrolysiselectriccapacitylossoflifeandsoon.ThereforejoinstheinputsoftstartingcircuitinfrontoftherectificationbridgewhichiscomposedbyresistanceR1andrelayK1.
2.2Semi-bridgesystempowertransformer
Thispowersourceusesthesemi-bridgesystemtransfernetwork,asshowninFigure6,itsoperatingfrequency50kHz,intheprimaryonesidemainpartisQ4andtheQ5powertubeandC34andtheC35capacitor.Q4andtheQ5breakover,theclosure,hasapeak-to-peakvalueinthehigh-frequencytransformerprimarywindingN1bothsidesisinturntheU1/2positiveandnegativesquare-wavepulsevoltage.Theenergytransmitstheout-portthroughthetransformer,Q4andQ5usesIRFP460thepowerMOStube.
2.3Powertransformerdesign
2.3.1Settheoperatingfrequency
1)OperatingfrequencyhypothesisTheoperatingfrequencytothepowersourcevolume,theweightandtheelectriccircuitcharacteristicinfluenceisverybig.Theoperatingfrequencyishigh,outputsthefilterinductanceandtheelectriccapacityvolumereduces,buttheswitchlosesadvances,thequantityofheatincreases,radiatorvolumeenlarge.Thereforeactsaccordingto
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factorsandsoonprimarydeviceandperformance-to-priceratio,carriesonthepowersourceoperatingfrequencytheoptimizeddesign,fs=50kHz.T=1/fs=1/50kHz=20μs.
2.3.2Themagneticcoreselects
1)SelectionmagneticcorematerialandmagneticcorestructureSelectsEEferritesmagneticcorewhichtheR2KBferritesmaterialmakes.Ithasthevarietytobemany,theleadwirespaceisbig,wiringeaseofoperation,meritsandsoonpricesmalladvantage.
2)DeterminationworkmagneticinductionintensityBmR2KBsoftmagnetismferritesmaterialsaturationinductiondensityBs=0.47T,consideredwhenhightemperatureBscandrop,simultaneouslyforpreventedswitchesontheinstantaneoushigh-frequencytransformertobesaturated,designationBm=1/3Bs=0.15T。
3)ComputationanddefinitemagneticcoremodelMagneticcoregeometrycross-sectionalareaSandmagneticcorewindowareaQandoutputPohascertainfunctionalrelation.Regardinghalfbridgeconverter,whenthepulseprofileapproximateisasquare-waveis
4P，100SQ,(2-1)2，f，B，,，K，K，jnmfy
Intheformula:eta-Aerodynamicefficiency;Thej--currentdensity,takes300~500A/cm2
generally;Kc--magneticcorespacefactor,regardingferritesKf=1;TheKy--copperspace
factor,Kuandthewirelinediameterandcirclesthesystemthecraftandwindingquantityandsoonrelated,isgenerally0.1~about0.5.Byfactoryhandbookknowledge,EE55magneticcoreS=3.54cm2,Q=3.1042cm2,thenSQ=10.9cm4,EE55themagneticcoreSQvalueisbiggerthanthepredictedvalue,designatesthismagneticcore.
2.3.3Calculatestheoriginalvice-sidewindingnumberofwindings
Islowestaccordingtotheinputvoltageandtheoutputfullloadsituation(thistimedutyfactorisbiggest)calculatestheoriginalvice-sidewindingnumberofwindings,knownUmin=176VdirectscurrentinputvoltageUdmin=1.2×176=211.2Vaftertherectificationfilter.Thevoltagewhichregardinghalfbridgeelectriccircuit,onthepowertransformerprimarywindingexertswasequaltotheinputvoltageonehalf,namelyUpmin=Udmin/2=105.6V,supposesoccupiesfixedratioDmax=0.9mostgreatly,then
,544U，t，10,105.6，9.0，10，10ionminmin
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4U，t，10ponminminN,i2，B，Sinr
,64105.6，9.0，10，10,,8.92，0.15，3.54
WhensecondarynumberofwindingscomputationtakesoutputvoltagemaximumvalueUomax=16V.Thesecondarycircuitusesthefull-waverectification,Usisonthesecondaryinducedtension,Uoistheoutputvoltage,Ufistherectificationdiodepressuredrop,takes1V.Uzislinepressuredropsandsoonfilterinductance,takes0.3V,then
U，U，U16，1，0.3min12iU,,,19.22V0D0.9min
U19.220N,，N,，8.9,1.821U，D105.6，0.9iminmin
U，DminminiN,，N,1012U0
2.3.4Designatesthewirelinediameter
Whenselectsthewindingthewirelinediameter,mustconsiderthewirethekelvineffect,requeststhewirelinediametertobesmallerthangenerallytwotimeofdepthsofpenetration,butthedepthofpenetrationDELTA(2)decidedbythetype
2(2-2),,,,,
Intheformula:omegaIstheangularfrequency,omega=2πfs;muIsthewiremagnetic
conductivity,gammaisthecopperconductivity,gamma=58×10-6Ωm;Thedepthofpenetration
DELTAunitism.Transformeroperatingfrequency50kHz,underthisfrequencycopperwiredepthofpenetrationforDELTA=0.2956mm,thereforethewindingwirediametermustbethediameterissmallerthanthe0.59mmcopperwire.Moreoverconsideredthecopperwirecurrentdensitytakes3~6A/mm2generally,thereforehereselects0.56mmenamel-insulatedwire8tocirclethesystemprimaryaltogether10circlesparallel,selectsthethick0.15mmflatbarcoppertocirclethesystem2circlessecondarily.
2.4Accessorypowersupplydesign
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TheaccessorypowersupplyusestheRCCconverter(RingingChokeConverter),seeFigure3.Itsinputvoltageforexchangesthe220Vrectificationfiltervoltage,theoutputDCvoltageis12.5V,theoutputdirectcurrentis0.5A.InelectriccircuitQ8andtransformerprimarywindingcoilN1andfeedbackwindingcoilN3constitutionself-sustainedoscillation.R72isthestartingresistance.Q9,R77constitutetheaccessorypowersupplyprimaryoverflowprotection.D20,C81,ZD1,Q11,R75,theR76constitutionvoltageexaminationandthevoltage-stabilizercircuit,controlQ8thebasecurrentdirectcomponent,thusthemaintenanceoutputvoltageisconstant,thetransformerusesEE19,theLP3materialqualityconstitution.Theprimary180circles,feedbackthewinding5.5circles,thesecondary11circles,theprimaryinductancequantityis2.6mH,amongthemagneticcoreleavesleewaygap0.4mm.
Figure3TheaccessorypowersupplyusestheRCCconverter
2.5Actuatestheelectriccircuit
ActuateselectriccircuitasshowninFigure4.TL494outputs50kHzthepulsesignal,actuatesthepowerMOStubethroughthehighfrequencypulsetransformercoupling.Thesecondarypulsevoltageisthetiming,theMOStubebreakover,theQ7closure,doesnotworkbyitsconstitutiondrainingelectriccircuit.Whenthesecondarypulsevoltageisazerohour,thentheQ7breakover,thefastdrainingMOStubeplatelevelelectriccharge,acceleratestheMOStubeclosure.R70isusesinsuppressingtheactuationpulsethepeak,R68,D15,R67mayacceleratetoactuateandtopreventtheactuationpulsehasthevibration.D17andconstitutesthedemagnetizationelectriccircuittogetherwithitsconnectedpulsetransformerwinding.
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Figure4Actuateselectriccircuit
2.6Ventilatorwindspeedcontrolcircuit
TheventilatorwindspeedcontrolcircuitseeFigure5.Isassumingthedroptendencyusingthediodetothetubepressuredropalongwiththetemperatureincrementthecharacteristic,D9,D10makesfortheradiatortemperaturesamplingcomponent.ThemethodisD9,D10twodiodeabuttingontheradiator,whenwhenradiatoralongwithoutputenlargetemperatureincrement,transportsputstheN2Apositivephaseinputendleveltoreduce,outputsthelowleveltomaketriodeQ3tostartthebreakover,ontheairblowerthevoltagemagnification,therotationalspeedascension,finallyarrivesthehighestrotationalspeed.Whentheloadislight,causeswhentheradiatortemperatureislowerthan50?,N2Aoutputsthehighlevel,theQ3notbreakover,
accessorypowersupply12.5VafterresistanceR57voltagedroppingresistortotheairblowerpowersupply,theairblowerisatthelowspeed,thelownoiserunningstatus.Thiselectriccircuitmayenhancetheairblowerworkinglife,increasestheelectriccircuitreliability,alsomayinthesmallloadsituation,reducethenoisewhichtheairblowerbrings.
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Figure5Theventilatorwindspeedcontrolcircuit
2.7PWMcontrolcircuit
ThecontrolcircuitusesgeneralPDMkeyerTL494,hastheversatilityandthecostlowstatusmerit,seeFigure6.TheoutputvoltageafterR40,RV2,RV1,R41carriesonthedifferentialpressuresampling,afterR5impedancematchingevacuationtoTL494foot1.RV1installsonthepowersourcefrontpanelusesinrealizingtheoutputvoltageadjustment.R103andC14willoutputinfrontofinductanceL1thesignalsampling,willdelivertheTL494footafterR51,willuseinenhancingthepowersourcestability,willeliminateL1totheringcircuitstabilityinfluence.
2.8overflowprotectioncircuit
Inordertostrengthenthepowersourcereliability,thispowersourceusesatthebeginningof,thesecondarytwolevelofoverflowprotection.PrimaryusescurrenttransformerCT1toexaminetheprimarytransformerelectriccurrent,examinestheelectriccurrentsignaltransfersthevoltagesignalafterR60,thenpassesthroughD2~D4,aftertheC9rectificationfilter,processpotentiometerRV3differentialpressure,phasereverserN3oppositionadd-oninQ1tubebaseextremely.Whentheprimaryelectriccurrentsurpassesnormally,thephasereverserreverses,theQ1tubebreakover,addstheVREF=5VhighlevelintheTL494footon4(foot4isTL494deadareacontrolfoot,highlevelshutdown),TL494shutdown.Ontheoutputcocurrentmainlinetheoverflowprotection,usesR45~R56theresistancetodoisthesamplingresistance,whenoutputcurrentincreasethefoot15levelschangelow,whentheoutputcurrentisbiggerthan40A105%,
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theTL494interiortransportsputsthemovement,thefoot3levelascensions,thelimitoutputpulsewidthincreases,thepowersourceisatlimitsflowsthecondition.
Figure6Thecontrolcircuit
3windupaspeech
Thisarticleintroducedtheswitchingpowersupplyhastakenthelaboratorypowersource,thecorrespondencebasedepotpowersourceusesuccessfully.Itsefficiency>=85%,theripplesurpasses30mVPPhigh,theproductreliability,thecostislow,hascertainmarketcompetitivepower.
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