4.3 数字调制与解调电路基础

4.3 数字调制与解调电路基础 数字通信是计算机技术和通信技术相结合的产物，数字调制与解调电路是数字通信系统必不可少的重要部件。数字信号对
载波的调制与模拟信号对载波的调制类似，它同样可以去控制正弦振荡的振幅、频率或相位的变化。但由于数字信号的特点——时间和取值的离散性
，受控参数离散化而采用“开关控制”，称为“键控法”。数字信号对载波振幅调制称为振幅键控即ASK（Amplitude Shift K
eying），对载波频率调制称为频移键控即FSK（Frequency Shift Keying），对载波相位调制称为相移键控（即相
位键控）PSK（Phase Shift Keying）。数字信号可以是二进制的，也可以是多进制的。二进制载波数字调制的基带数字信号
只有两种状态即1、0或 +1、?1。随着数字通信的发展，对频带利用率的要求不断提高，多进制数字调制系统获得了越来越广泛的应用。在多
进制系统中，一位多进制符号将代表若干位二进制符号。在相同的传码率条件下，多进制数字系统的信息速率高于二进制系统。在二进制系统中，随
着传码率的提高，所需信道带宽增加。采用多进制系统可降低码元速率和减小信道带宽。同时，加大码元宽度，可增加码元能量，有利于提高通信系
统的可靠性。用M进制数字基带信号调制载波的幅度、频率和相位，分别产生出MASK、MFSK和MPSK三种多进制载波数字调制信号。对于
高速数字调制，常采用MASK多幅调制、MPSK多相调制等调制方式，以进一步提高系统的频带利用率。4.3.1 二进制振幅键控（AS
K）调制与解调1．ASK调制若数字信号u(t)是二进制，则 ASK实现原理框图及键控信号的输出波形如图4.3.1所示。ASK有两种
实现方法：乘法器实现法和键控法。图4.3.1 二进制ASK实现原理框图及键控信号的输出波形（1）乘法器实现法乘法器实现法的调制方
框图如图4.3.2所示。图4.3.2（a）为ASK调制器框图，它的输入是随机信息序列，以{Ak}表示。经过基带信号形成器，产生波形
序列，设形成器的基本波形为g(t)，则波形序列为
（4.3.1）式中，TB为码元宽度；Ak是第k个输入随机信息。乘法器用来进行频谱搬移，乘法器后
的带通滤波器用来滤除高频谐波和低频干扰。带通滤波器的输出就是振幅键控信号，用uASK(t)表示。ASK调制产生的波形如图4.3.2
（b）所示。 图4.3.2 乘法器实现法乘法器常采用环形调制器，如图4.3.3所示。
图4.3.3 环形调制器4只二极管VD1、VD2、VD3、VD
4首尾相连构成环形，故得名环形调制器。需要说明的是，用于ASK调制的环形调制器，载波应加在1、2端，基带信号加在5、6端，二极管的
极性如图4.3.3所示。要求基带信号始终大于或等于零，即5端子电压必须始终高于或等于6端子电压。ASK调制中由于5端子电压始终高于
或等于6端子电压，因此二极管VD2、VD4始终截止，在实际电路中VD2、VD4可省去，但环形调制器的4只二极管往往做成组件，因此V
D2、VD4仍画在图4.3.3中。它们的存在对ASK调制没有影响。ASK调制产生的波形如图4.3.2（b）所示。 （2）键控法键控
法是产生ASK信号的另一种方法。二进制ASK又称为通断控制（OOK）。最典型的实现方法是用一个电键来控制载波振荡器的输出而获得。图
4.3.4 键控法产生ASK信号原理框图为适应自动发送高速数据的要求，键控法中的电键可以利用各种形式的受基带信号控制的电子开关来
实现，代替电键产生ASK信号。 2．ASK解调 振幅键控信号解调有两种方法，即同步解调法和包络解调法。（1）同步解调同步解调也称相
干解调，其原理方框图如图4.3.5所示。图4.3.5 ASK同步解调原理方框图图中信号经过带通滤波器抑制来自信道的带外干扰，相乘
器进行频谱反向搬移，以恢复基带信号。低通滤波器用来抑制相乘器产生的高次谐波干扰。解调的相干载波用2cos2?fct，幅度系数2是为
了消除推导结果中的系数，对原理没有影响，下面对它的工作原理及解调性能进行分析。 ① 发“1”码时的情况发“1”码时，输入的ASK信
号为，它能顺利地通过带通滤波器。为零均值的高斯白噪声，经过带通滤波器后变为窄带高斯噪声，用表示，有
（4.3.2）因此发“1”码时
，带通滤波器输出信号为
（4.3.3）经乘法器后输出为
（4.3.4）经过低通滤波器后，滤除后两项。设输出信号为x(t)，则
（4.3.5）也就是取样判决器的
输入信号。② 发“0”码时的情况发“0”码时，ASK信号输入为0，噪声仍然存在，此时取样判决器的输入信号x(t)为

（4.3.6） 综合上面的分析，可得
（4.3.7）若没有噪声，式（4.3.7）简化为
（4.3.8）此时判决电平取0～
A的中间值，大于 判为“1”码，小于 判为“0”码。在无噪声时，判决一定是正确的，因此图4.3.5所示的方框图能正
确解调。 若噪声存在， 如式4.3.7所示。式中 是均值为零的低通型高斯噪声。 和
的概率密度分布曲线如图4.3.6所示。误码率根据下式计算，即
（4.3.9）式中，P(0)、P(1)分别为发“0”码和发“1”码的概率；P(0
/1)是发“1”码时误判为“0”码的概率；P(1/0)是发“0”码时误判为“1”码的概率。 图4.3.6 ASK同步解调取样判决
器输入端信号与噪声的联合概率密度曲线由图4.3.6可知，当判决电平为 时，正好是与交点的横坐标，由于正态分布曲线的对称性，故
P(0/1)=P(1/0)，而且P(1)+P(0)=1，所以通常取判决电平为 。（2）包络解调包络解调是一种非相干解调，ASK
包络解调方框图如图4.3.7所示。图4.3.7 ASK包络解调方框图① 发“1”码时的情况包络检波器的输入为
， 为信号加窄带高斯
噪声，输出为信号加窄带高斯噪声的包络，它服从莱斯分布，如图4.3.8所示，其概率密度为
（4.3.10）② 发“0”码
时的情况包络检波器输入为 ，输出则为 的包络，即噪声的包络，它服从瑞利分布，如图4.3.8所示。其概率密度
为 （4.3.11）
图4.3.8 ASK包络解调取样判决器输入端信号与噪声的联合概率密度曲线4.3.2 二进制频移键控（FSK）调制与解调1．FS
K信号的产生频移键控（FSK）是用不同频率的载波来传送数字信号，用数字基带信号控制载波信号的频率。二进制频移键控是用两个不同频率的
载波来代表数字信号的两种电平，FSK实现原理方框图及键控信号的输出波形如图4.3.9所示。接收端收到不同的载波信号再进行逆变换成为
数字信号，完成信息的传输过程。图4.3.9 FSK实现原理方框图及键控信号的输出波形FSK信号的产生有两种方法，直接调频法和频率
键控法。（1）直接调频法直接调频法是用数字基带信号直接控制载频振荡器的振荡频率。图4.3.10所示是直接调频法的具体电路之一。二极
管VD1、VD2的导通与截止受数字基带信号控制，当基带信号为负时（相当于“0”码），VD1、VD2导通，C1经VD2与LC槽路并联
，使振荡频率降低（设此时频率为f1）；当基带信号为正时（相当于“1”码），VD1、VD2截止，C1不并入槽路，振荡频率提高（设此时
频率为f2），从而实现了调频，这种方法产生的调频信号是相位连续的。直接调频法还有许多实现电路，虽然实现方法简单，但频率稳定度不高，
同时频率转换速度不能太高。 图4.3.10 直接调频法电路2）频率键控法频率键控法也称频率选择法，实现它的原理方框图如图4.3.
9所示。它有两个独立的振荡器，数字基带信号控制转换开关，选择不同频率的高频振荡信号实现FSK调制。键控法产生的FSK信号频率稳定度
可以做得很高并且没有过渡频率，它的转换速度快，波形好。但频率键控法在转换开关发生转换的瞬间，两个高频振荡的输出电压通常不可能相等，
于是uFSK(t)信号在基带信息变换时电压会发生跳变，这种现象也称为相位不连续，这是频率键控法特有的情况。图4.3.11是利用两个
独立分频器，以频率键控法来实现FSK调制的原理电路图。图4.3.11 独立分频器的键控法FSK调制在图4.3.11中，与非门3和
4起转换开关的作用。当数字基带信号为“1”时，与非门4打开，f1输出，当数字基带信号为“0”时，与非门3打开，f2输出，从而实现了
FSK调制。频率键控法也常常利用数字基带信号去控制可变分频器的分频比来改变输出载波频率，从而实现FSK调制。采用可变分频器产生的F
SK信号相位通常是连续的，因此在基带信息变化时，FSK信号会出现过渡频率。为减小过渡时间，可变分频器应工作于较高的频率，而在可变分
频器后再插入固定分频器，使输出频率满足FSK信号要求的频率。FSK信号有相位不连续和相位连续两种情况，相位不连续的FSK信号可以视
为两个频率分别为f1和f2的ASK信号的叠加，如图4.3.12所示。 图4.3.12 FSK信号为两个不同频率的ASK信号叠加2
．FSK信号的解调数字频率键控（FSK）信号常用的解调方法有很多种，如同步（相干）解调法、过零检测法和差分检波法等。（1）同步解调
法同步解调中，FSK信号解调原理方框图如图4.3.13所示。从图4.3.13可见，FSK信号的同步解调器分成上、下两个支路，输入的
FSK信号经过f1和f2两个带通滤波器后变成了上、下两路ASK信号，之后其解调原理与ASK解调类似，但判决需对上、下两支路比较来进
行。 图4.3.13 FSK信号同步解调方框图假设上支路低通滤波器输出为x1，下支路低通滤波器输出为x2，则判决准则是
（4.3.13）当输入的FSK信号振荡频率
为f1时，上支路经带通后有正弦信号Acos2?f1t存在，与ASK系统接收到“1”码时的情况相似，经过低通滤波器，x1=A。而下支
路带通滤波器输出为0，与ASK系统接收到“0”码时情况相似，故x2=0，显然x1?x2=A?0>0，按判决准则判输入为f1；反之，
当输入为f2时，x1=0，x2=A，x1?x2=0?A<0，按判决准则应判输入为f2。因此可以判决出FSK信号。 （2）包络解调法
FSK信号包络解调方框图如图4.3.14所示。从图4.3.14可见，FSK信号包络解调相当于两路ASK信号包络解调。用两个窄带的分
路滤波器分别滤出频率为f1及f2的高频脉冲，经包络检波后分别取出它们的包络。把两路输出同时送到抽样判决器进行比较，从而判决输出基带
数字信号。图4.3.14 FSK信号包络解调方框图设频率f1代表数字信号1；f2代表0，则抽样判决器的判决准则：
（4.3.14）式中，x1
和x2分别为抽样时刻两个包络检波器的输出值。这里的抽样判决器，要比较x1、x2大小，或者说把差值x1?x2与零电平比较。因此，有时
称这种比较判决器的判决门限为零电平。 当FSK信号为f1时，上支路相当于ASK系统接收“1”码的情况，其输出x1为正弦波加窄带高斯
噪声的包络，它服从莱斯分布。而下支路相当于ASK系统接收“0”码的情况，输出x2为窄带高斯噪声的包络，它服从瑞利分布。如果FSK信
号为f2，上、下支路的情况正好相反，此时上支路输出的瞬时值服从瑞利分布，下支路输出的瞬时值服从莱斯分布。由以上分析可知，无论输出的
FSK信号是或f2，两路输出总是一路为莱斯分布，另一路为瑞利分布，而判决准则仍为式（4.3.13），因此可判决出FSK信号。（3）
过零检测法过零检测法方框图如图4.3.15所示，它是利用信号波形在单位时间内与零电平轴交叉的次数来测定信号频率。输入的uFSK信号
经限幅放大后成为矩形脉冲波，再经微分电路得到双向尖脉冲，然后整流得单向尖脉冲，每个尖脉冲表示信号的一个过零点，尖脉冲的重复频率就是
信号频率的二倍。将尖脉冲去触发一单稳电路，产生一定宽度的矩形脉冲序列，该序列的平均分量与脉冲重复频率成正比，即与输入信号频率成正比
。所以经过低通滤波器输出的平均分量的变化反映了输入信号频率的变化，这样可把码元“1”与“0”在幅度上区分开来，恢复出数字基带信号。
图4.3.15 FSK过零检测法方框图及波形4.3.3 二进制相位键控（PSK）调制与解调数字相位调制（相位键控）是用数字基
带信号控制载波的相位，使载波的相位发生跳变的一种调制方式。二进制相位键控用同一载波的两种相位来代表数字信号，二进制PSK实现原理方
框图及键控信号的输出波形如图4.3.16所示。由于PSK系统抗噪声性能优于ASK和FSK，而且频带利用率较高，所以在中、高速数字通
信中被广泛采用。图4.3.16 二进制PSK实现原理方框图及键控信号的输出波形1．绝对调相和相对调相数字调相（相位键控）常分为：
① 绝对调相，记为CPSK；② 相对调相，记为DPSK。对于二进制的绝对调相，记为2CPSK；相对调相，记为2DPSK。（1）绝对
调相（CPSK）所谓绝对调相即CPSK，是利用载波的不同相位去直接传送数字信息的一种方式。对于2CPSK，若用相位?代表“0”码，
相位0代表“1”码，即规定数字基带信号为“0”码时，已调信号相对于载波的相位为?；数字基带信号为“1”码时，已调信号相对于载波相位
为同相。 按此规定，2CPSK信号的数学表示式为
（4.3.15）式中，?0为载波的初相位。受控载波在0、?两个相位上变化，如图4.3.1
7所示。其中，图4.3.17（a）为数字基带信号u(t)（也称绝对码），图4.3.17（b）为载波，图4.3.17（c）为2CPS
K绝对调相波形，图4.3.17（d）为双极性数字基带信号。图4.3.17 2CPSK信号波形图从图4.3.17可见，2CPSK信
号可以看成是双极性基带信号乘以载波而产生的，即
（4.3.16）式中，为双极性基带信号，其波形如图4.3.17（d）所示。关于CPSK波形的
特点，必须强调的是：CPSK波形相位是相对于载波相位而言的。因此画CPSK波形时，必须先把载波画好，然后根据相位的规定，才能画出它
的波形。（2）相对调相（DPSK）相对调相（相对移相）即DPSK，也称为差分调相，这种方式用载波相位的相对变化来传送数字信号，即利
用前后码之间载波相位的变化表示数字基带信号。所谓相位变化又有向量差和相位差两种定义方法。向量差是指前一码元的终相位与本码元初相位比
较，是否发生相位变化;而相位差是指前后两码元的初相位是否发生了变化;图4.3.18给出了两种定义的DPSK的波形。图4.3.18
两种定义的DPSK波形从图4.3.18可以看出，对同一个基带信号，按向量差和相位差画出的DPSK波形是不同的。例如在相位差法中，
在绝对码出现“1”码时，DPSK的载波初相位即前后两码元的初相位相对改变?；出现“0”码时，DPSK的载波相位即前后两码元的初相位
相对不变。在向量差法中，在绝对码出现“1”码时，DPSK的载波初相位相对前一码元的终相位改变?；出现“0”码时，DPSK的载波初相
位相对前一码元的终相位连续不变。在画DPSK波形时，第一个码元波形的相位可任意假设。由以上分析可以看出，绝对移相波形规律比较简单，
而相对移相波形规律比较复杂。绝对移相是用已调载波的不同相位来代表基带信号的，在解调时，必须要先恢复载波，然后把载波与CPSK信号进
行比较，才能恢复基带信号。由于接收端恢复载波常常要采用二分频电路，它存在相位模糊，即用二分频电路恢复的载波有时与发送载波同相，有时
反相，而且还会出现随机跳变，这样就给绝对移相信号的解调带来困难。而相对移相，基带信号是由相邻两码元相位的变化来表示，它与载波相位无
直接关系，即使采用同步解调，也不存在相位模糊问题，因此在实际设备中，相对移相得到了广泛运用。 2．CPSK和DPSK信号的产生DP
SK信号应用较多，但由于它的调制规律比较复杂，难以直接产生，目前DPSK信号的产生，较多地采用码变换加CPSK调制而获得。CPSK
调制有直接调相法和相位选择法两种方法。（1）直接调相法直接调相法电路如图4.3.19所示，它是一个典型的环形调制器。在CPSK调制
中，1、2端接载波信号，5、6端接双极性基带信号，3、4端输出，VD1、VD2、VD3、VD4起开关作用。当基带信号为正时，VD1
、VD3 导通，输出载波与输入同相；当基带信号为负时，VD2、VD4导通，输出载波与输入载波反相，从而实现了CPSK调制。 图4.
3.19 直接调相法电路（2）相位选择法相位选择法电路如图4.3.20所示，设振荡器产生的载波信号为
，它加到与门1，同时该振荡信号经倒相器变为 ，加到与门2，基带信号和它的倒
相信号分别作为与门1及与门2的选通信号。基带信号为“1”码时，与门1选通，输出为
；基带信号为“0”码时，与门2选通，输出为 ，即可得到CPSK信号。 图4.3
.20 相位选择法电路（3）相对移相信号（DPSK）的产生相对移相信号（DPSK）是通过码变换加CPSK调制产生，其产生原理如图
4.3.21所示。这种方法是把原基带信号经过绝对码-相对码变换后，用相对码进行CPSK调制，其输出便是DPSK信号。图4.3.21
相对移相信号产生方框图若假设绝对调相按“1”码同相，“0”码?相的规律调制；而相对调相按“1”码相位变化（移相?），“0”码相
位不变规律调制。按此规定，绝对码记为ak，相对码记为bk，绝对码-相对码变换电路如图4.3.22所示。绝对码?相对码之间的关系为
（4.3.17） 图
4.3.22 绝对码?相对码变换电路按图4.3.22所示的电路画出相对码，然后再按绝对调相的规定画出调相波，并把此调相波与按相对
调相定义直接画出的调相波比较，如图4.3.23所示。为作图方便，这里设TB=TC, TB是码元宽度，TC是载波周期。由图4.3.2
3可见，按相对码进行CPSK调制与按原基带信号（即绝对码）进行DPSK调制，两者波形完全相同，因此相对调相可以用绝对码?相对码变换
加上绝对调相来实现。根据上述关系，绝对码与相对码（差分码）可以相互转换。图4.3.24（a）和（b）分别为绝对码变为相对码的电路及
波形；图4.3.25（a）和（b）分别为相对码变为绝对码的电路及波形。图4.3.23 按相对码进行CPSK调制与按绝对码进行DP
SK调制的波形图4.3.24 绝对码变为相对码的电路及波形图4.3.25 相对码变为绝对码的电路及波形DPSK信号的产生，先需
将绝对码变换为相对码，然后用相对码对载波进行绝对调相，即可得到相对码调相（DPSK）信号。所介绍的绝对调相器均可产生DPSK信号，
只需将绝对码变为相对码即可。 3．DPSK信号的解调DPSK信号的解调方法有两种：极性比较法（又称同步解调或相干解调）和相位比较法
（非相干解调）。（1）极性比较法极性比较法电路如图4.3.28所示。由图4.3.28可见，输入的CPSK信号经带通滤波器滤波后加到
乘法器，乘法器将输入信号与载波极性比较。极性比较电路符合绝对移相定义（因绝对移相信号的相位是相对于载波而言的），经低通滤波器和取样
判决电路后还原基带信号。图4.3.28 极性比较法电路若输入为DPSK信号，经图4.3.28电路解调，还原的是相对码。要得到原基
带信号，还必须经相对码?绝对码变换器，该变换器电路如图4.3.25所示。因此DPSK信号极性比较法解调电路如图4.3.29所示。图
4.3.29 DPSK信号极性比较法解调电路由图4.3.29不难看出，极性比较原理是将DPSK信号与参考载波进行相位比较，恢复出
相对码，然后进行差分译码，由相对码还原成绝对码，得到原绝对码基带信号。DPSK解调器由三部分组成，乘法器和载波提取电路实际上就是相
干检测器，后面是相对码（差分码）- 绝对码的变换电路，即相对码（差分码）译码器，其余部分完成低通滤波和判决任务。比较图4.3.28
与图4.3.5，发现两者电路基本相同，它们的差别仅在于图4.3.28输入信号为而图4.3.5输入为 。 当
输入为“1”码时， = = ，因此CPSK解调的情况完全与ASK解调相同，此
时低通输出 （4.3.1
8）当输入为“0”码时， = = ?
，此时与ASK情况不同。则 （4.3.19）总结以上分析可知
（4.3.20） （2）相位比较法DPSK相位比较法解调器原理方框图如图4.3.30所示。其基本原理是将接收到的前后码元所
对应的调相波进行相位比较，它是以前一码元的载波相位作为后一码元的参考相位，所以称为相位比较法或称为差分检测法。该电路与极性比较法不
同之处在于乘法器中与信号相乘的不是载波，而是前一码元的信号，该信号相位随机且有噪声，它的性能低于极性比较法的性能。图4.3.30
DPSK相位比较法解调器原理方框图输入的信号一路直接加到乘法器，另一路经延迟线延迟一个码元的时间TB后，加到乘法器作为相干载波。
若不考虑噪声影响，设前一码元载波的相位为 ，后一码元载波的相位为 ，则乘法器的输出为经低通滤波器滤除高频项，
输出为 （4.3.21）式中，
，是前后码元对应的载波相位差。 由调相关系知： ，
发送“0” ，发送“1” （4.3.22）则取样判决器的判决
规则为 ? 0，判为“0”
? 0，判为“1” （4.3.23）可直接解调出原绝对码基带信号。 这里应强调的
是，相位比较法电路是将本码元信号与前一码元信号相位比较，它适合于按相位差定义的DPSK信号的解调，对码元宽度为非整数倍载频周期的按
向量差定义的DPSK信号，该电路不适用。对CPSK信号解调，该电路输出端应增加相对码变为绝对码的变换电路。4.3.4 多进制数字
振幅调制与解调多进制数字振幅调制又称多电平振幅调制，它用高频载波的多种振幅去代表数字信息。图4.3.31为四电平振幅调制，高频载波
有u0(t)、u1(t)、u2(t)、u3(t)四种，振幅为0、1A、2A、3A，分别代表数字信息0、1、2、3或者双比特二进制输
入信息 00、01、10、11 进行振幅调制。图4.3.31 MASK系统波形图4.3.31 MASK系统波形已调波一般可表示
为式中，是高度为1、宽度为Ts的矩形脉冲，且有。 M进制ASK信号波形如图4.3.31所示。显然，它是M个二进制ASK信号的叠加，
图4.3.31（c）中各波形的叠加便构成了图4.3.31（b）的波形。那么，MASK信号的功率谱便是M个二进制ASK信号功率谱之和
。因此，叠加后的MASK信号的功率谱将与每一个二进制ASK信号的功率谱具有相同的带宽。所以其带宽
（4.3.25）MASK信号与二进制ASK信号产生的方法相同，可利
用乘法器实现。解调也与二进制ASK信号相同，可采用相干解调和非相干解调两种方式。 实现多电平调制与解调的方框图如图4.3.32所示
，它与二进制振幅调制的方框原理非常相似。不同之处是在发信输入端增加了2-M电平变换，相应在接收端应有M-2电平变换。另外该电路的取
样判决器有多个判决电平，因此多电平调制的取样判决电路比较复杂。实际系统中，取样判决电路可与M-2电平变换合成一个部件，它的原理类似
于A/D变换器。多电平解调与二进制解调相似，可采用包络解调或同步解调。 图4.3.32 M进制振幅调制与解调方框图多进制数字振幅
调制与二进制振幅调制相比有如下特点：① 在码元速率相同的条件下，信息速率是二进制的log2M倍。② 当码元速率相同时，多进制振幅调
制带宽与二进制相同。③ 多进制振幅调制的误码率通常远大于二进制误码率。当功率受限时，M越大，误码增加越严重。④ 多进制振幅调制不能
充分利用发信机功率。综上所述，多进制振幅调制虽然是一种高效调制方式，但抗干扰能力较差，因而它仅适用于恒参信道，特别是要求频带利用率
较高的场合，如有线信道。4.3.5 多进制数字频率调制与解调 多进制数字频率调制也称多元调频或多频制。M频制有M个不同的载波频率
与M种数字信息对应，即用多个频率不同的正弦波分别代表不同的数字信号，在某一码元时间内只发送其中一个频率。多频制系统原理方框图如图4
.3.33所示。图中串/并变换电路和逻辑电路将输入的二进制码转换成M进制的码，将输入的二进制码每k位分为一组，然后由逻辑电路转换成
具有多种状态的多进制码。控制相应的M种不同频率振荡器后面所接的门电路，当某组二进制码来到时，逻辑电路的输出一方面打开相应的门电路，
使该门电路对应的载波发送出去，同时关闭其他门电路，不让其他载波发送出去。 每一组二进制码（log2M位）对应一个门打开，因此信道上
只有M种频率中的一种被送出。因此，当一组组二进制码输入时，加法器的输出便是一个MFSK波形。接收部分由多个中心频率为f1、f2、…
、fM的带通滤波器、包络检波器及一个抽样判决器、逻辑电路、并/串变换电路组成。当某一载频来到时，只有相应频率的带通滤波器能收到信号
，其他带通滤波器输出都是噪声。抽样判决器的任务就是在某一时刻比较所有包络检波器的输出电压，判断哪一路的输出最大，以达到判决频率的目
的。将最大者输出，就得到一个多进制码元，经逻辑电路转变成k位二进制并行码，再经并/串变换电路转换成串行二进制码，从而完成解调任务。
图4.3.33 多频制系统（MFSK）原理框图图4.3.33 多频制系统（MFSK）原理框图MFSK信号除了上述解调方法之外
，还可采用分路滤波相干解调方式。此时，只需将图4.3.33中的包络检波器用乘法器和低通滤波器代替即可。但各路乘法器需分别送入不同频
率的相干本地载波。MFSK系统提高了信息速率，误码率与二进制相比却增加不多，但占据较宽的频带，因而频带利用率低，多用于调制速率不高
的传输系统中。 这种方式产生的MFSK信号的相位是不连续的，可看做是M个振幅相同、载波不同、时间上互不相容的二进制ASK信号的叠加
。因此其带宽 （4.3.26）式中， 为最高载频；
为最低载频； 为码元速率。4.3.6 多进制数字相位调制与解调多进制数字相位调制也称多元调相或多相制。它利用具有多
个相位状态的正弦波来代表多组二进制信息码元，即用载波的一个相位对应于一组二进制信息码元。如果载波有2k个相位，它可以代表k位二进制
码元的不同码组。多进制相移键控也分为多进制绝对相移键控和多进制相对（差分）相移键控。在MPSK信号中，载波相位可取M个可能值，
（n=0，1，…，M?1）。因此，MPSK信号可表示为
（4.3.27） 假定载波频率?0是基带数字信号速率的整数倍，则式（
4.3.27）可改写为 （4.3.28） 上式表明，MPSK信号可等效为两个正交载波进行多电平双边带调幅所得已调波之和。因此其
带宽与MASK信号带宽相同，带宽的产生也可按类似于产生双边带正交调制信号的方式实现。图4.3.34画出了2、4、8相制的相位矢量图
。图中虚线为载波的基准相位，图4.3.34（a）、（b）两种制式从本质上讲是一致的。但在图4.3.34（a）制式中有0相位，因此相
邻码元的相位有可能连续，而图4.3.34（b）制式中没有 0相位，因此相邻码元相位不可能连续。图4.3.34 MPSK系统相位图
下面以四相相位调制为例进行讨论。四相调相信号是一种四状态符号，即符号有00、01、10、11四种状态。所以，对于输入的二进制序列，
首先必须分组，每两位码元一组。然后根据组合情况，用载波的四种相位表征它们。这种由两个码元构成一种状态的符号码元称为双比特码元。同理
，k位二进制码构成一种状态符号的码元则称为k比特码元。（1）4PSK信号四相PSK（4PSK）信号实际是两路正交双边带信号。因此，
可由图4.3.35所示方法产生。串行输入的二进制码，两位分成一组。若前一位用A表示，后一位用B表示，经串/并变换后变成宽度加倍的并
行码（A、B码元在时间上是对齐的），再分别进行极性变换，把单极性码变成双极性码，然后与载波相乘，形成正交的双边带信号，加法器输出形
成4PSK信号。显然，此系统产生的是?/4系统PSK信号。如果产生?/2系统的PSK信号，只需把载波移相?/4后再加到乘法器上即可
。图4.3.35 系统PSK信号的产生原理框图因为4PSK信号是两个正交的2PSK信号的合成，所以可仿照2PSK信号的相平解调方
法，用两个正交的相干载波分别检测A和B两个分量，然后还原成串行二进制数字信号，即可完成4PSK信号的解调。这是一种正交相平解调法，
又称极性比较法，原理方框图如图4.3.36所示。图4.3.36 系统PSK信号解调原理方框图（2）4DPSK信号为了产生4DPS
K信号，可在产生4PSK信号的基础上加一个码变换器来实现。码变换器的作用是将绝对码变为相对（差分）码。移相系统的DPSK信号产生原
理方框图如图4.3.37所示。图4.3.37 系统DPSK信号产生原理方框图4DPSK信号的解调，可依照2DPSK信号差分相干解
调法，通过比较前后码元载波相位，分别检测出A和B两个分量，然后还原成串行二进制数字调制信号，原理方框图如图4.3.38所示。图4.
3.38 系统DPSK信号解调原理方框图图4.3.39 4PSK和4DPSK的信号波形图4.3.7 正交振幅调制（QAM）与
解调1．QAM信号的产生与解调在通信技术中，频带利用率一直是人们关注的焦点。正交振幅调制作为一种频带利用率很高的数字调制方式，越来
越受到人们的重视。正交振幅调制是一种双重数字调制，它是用载波的不同幅度及不同相位表示数字信息。正交振幅调制记为QAM。在二进制AS
K系统中，若利用正交载波调制技术传输ASK信号，可使频带利用率提高一倍。如果再把多进制与其他技术结合起来，还可进一步提高频带利用率。正交振幅调制（QAM）是利用正交载波对两路信号分别进行双边带抑制载波调幅形成的。通常有二进制QAM（4QAM）、四进制QAM（16QAM）、八进制QAM（64QAM）、…，对应的空间信号矢量端点图如图4.3.40所示，分别有4、16、64、…个矢量端点。 图4.3.40 QAM信号空间矢量图QAM信号的同相和正交分量可以独立地分别以ASK方式传输数字信号。如果两通道的基带信号分别为和，则QAM信号可表示为 （4.3.40）式中， 和 分别为 （4.3.41）式中，Ts为多进制码元间隔。为了传输与检测方便，式中和一般为双极性m进制码元，间隔相等。例如取为?1、?3、…、?（m?1）等。这时形成的QAM信号是多进制的。 通常，原始数字信号都是二进制的。为了得到多进制的QAM信号，首先应将二进制信号转换成m进制信号，然后进行正交调制，最后再相加。图4.3.41示出了产生多进制QAM信号的产生。图中x?(t)由序列a1、a2、…、ak组成；y?(t)由序列b1、b2、…、bk组成。它们是两组互相独立的二进制信号，经2/m变换器变为m进制信号x(t)和y(t)。 图4.3.41 QAM信号产生QAM信号采取正交相平解调的方法解调，原理如图4.3.42所示。图4.3.42 QAM信号解调2．8QAM8QAM的M=8，8QAM调制实现的原理方框图如图4.3.43所示，A、B两支路的2-4电平变换器的真值表相同。2-4电平变换的真值表见表4.3.3，合成后信号的幅度和相位真值表见表4.3.4。8QAM的相位矢量及星座图如图4.3.44所示。 图4.3.43 8QAM调制原理方框图图4.3.44 8QAM的相位矢量及星座图从真值表和星座图都可以看出，8QAM已调信号是幅度与相位均在变化的高频载波，输入的二进制码流每3比特分为一组。A、B两比特决定其相位。A、B有四种组合，对应四种相位。C比特决定幅度，C有两个状态，对应两种幅度。8QAM的解调方框图如图4.3.45所示。图4.3.45 8QAM的解调方框图