音频功放芯片中AB类输出运放的设计...

音频功放芯片中AB类输出运放的设计

2010年11月02日 16:17 本站整理 作者：佚名 用户评论（0）

关键字：音频功放(8)

      1 引 言

       众所周知，AB类音频功放具有比A类更高的效率(一般在50％左右)，比B类更低的交越失真[1]，广泛应用于各种手机和MP3等便携式设备中，是现在音频功放市场上的主体力量

       输出运放是音频功放芯片的核心部分，占其绝大部分版图面积，他的性能和集成度直接影响到整个音频功放芯片的各性能参数及其面积大小

       近年来，随着移动电话，PDA，MP3，MP4等便携式设备的广泛应用和不断发展，对音频功放芯片的要求也越来越高高性能，低功耗和高集成度是其发展的方向而这也是对其中的输出运算放大器模块提出的要求

       本文在N阱CM()S工艺的基础上，采用0．6 μm DP-DM工艺，设计了一个较小静态功耗，小输入失调电压，高增益，高共模抑制比和电源抑制比，大输出摆幅，较高带宽，以及THD很小的输出功率运算放大器，可适用于大部分AB类音频功放芯片

       2 电路设计

       整个电路分为两级，前一级是差分输入电路，后一级是功率管推挽式输出

       2．1 运放结构的选择

       对于输出功率运算放大器，设计重点是前一级的差分输入电路，希望其拥有尽可能高的开环增益和单位增益频率，同时还要考虑速度、共模抑制比、电源抑制比、功耗等方面性能的限制

       共源共栅结构的差分电路具有很高的电压增益，与简单结构的两级运放相当，而且具有更好的频率特性在文献[2]中比较了3种不同结构的差分电路现在比较常见的共源共栅结构有套筒式和折叠式2种，如图1所示图1(a)是套筒式共源共栅差分运放，他的优点是频率特性好，功耗小[2]缺点是支路上"层叠"的管子太多，造成较小的输入共模电平范围和输出摆幅，不适合在低压下工作图1(b)是折叠式共源共栅差分运放，他的频率特性与套筒式相当[2]相对套筒式，主要优点在于具有更大的输入共模电平范围，因为他在输入管上端并不"层叠"一个共源共栅管，以及更大输出摆幅缺点在于输入对管要求外加偏置电流，消耗了更大的功率

       从应用角度考虑，以上2种电压增益和频率特性相当 的运放结构中，套筒式结构要求较高的供电电压，以及在 输入共模电平范围方面的局限，使他不适合应用于功放的 输入级电路尽管折叠式共源共栅结构有更大的功耗，他 更适合于这里的设计要求而他要求的最低供电电压也 在可接受范围之内

      2．2偏置电路

        偏置电路采用的低压共源共栅电流镜结构，不仅具有普通共源共栅电流镜对电流进行精确复制的优点，而且能比普通共源共栅电流镜在更低电源电压下工作[3]如图2所示

       这种结构的共源共栅电流镜M3一M4消耗的最小电压余度为他们的过驱动电压之和，而且可以精确地镜像Iref偏置电压Vb的输入范围是：

       2．3 整体电路

       在图3的运放的整体电路中，图3(a)是运放的主体，包括差分输入电路和功率管Mp，Mn组成的推挽式输出级，图3(b)是他的偏置电路，提供Vb1～Vb8的偏置电压

        差分输入电路为折叠式共源共栅结构，图中，M1，M2为输入对管，分别为"＋"，"＋"输入端，M3，M4是低压共源共栅电流镜的镜像部分，提供尾电流源与图1(b)相比，惟一不同在差分电路的输出端，即M8，M13之间插入了M9，M10和M15，M16四个管子，把单端输出变成了双端，控制两个功率管Mp，Mn的栅极电压，使在零差分输入时Vgsp略小于Vthp，Vgsn略小于Vthn，Mp，Mn都工作在亚阈值区域，有一定的电流流过这是AB类功放的基本特点，尽可能地消除交越失真为了提供大的输出电流，他们的宽长比很大(版图上采用很多相同的管子并联，而P管并联的个数约为N管的3倍，以便使一个周期内流过负载的电流相等)

      在差分输人时，当"+"端输入较高电平时，M2支路电流迅速减小，流过M5和M7支路的电流保持相等，所以流过M14的电流小于流过M12的电流，强制M14工作在线性区，Y点电压很低，M13为了保持支路电流不变，进入深线性区，VB急剧下降同时，M16，M15支路电流增大，M10，M9支路电流减小，导致VA下降最终，VB降到很低，VA跟随VB降低，M10，M9截止，M16，M15进人线性区这时，Mn截止，Mp导通同理，当"－"端输人较高电平时，Mn导通，Mp截止输出电压摆幅为：

     运放的低频电压增益可以这样来粗略计算：

     AV1是第一级差分电路的增益M9，M10和M15，M16对增益影响不大，可忽略其作用，于是：

AV2是第二级推挽式输出级的增益：

      其中调节输出功率管的宽长比，使Mp约为Mn的3倍，致使上式成立
对于这样的多极点两级运放来说，在输出端电阻和电容串联做米勒补偿，以增大相位裕度，提高稳定性通过频率补偿，两个主极点分别为[1]：

       其中，RA是从A(或B)点到地的总阻抗，CA是A(或B)点到地的总寄生电容，Cι是输出端的总电容

       p1离原点最近，是A点产生的极点；p2是输出端的极点，离原点较远同时由于电阻和电容形成了通路，产生一个零点[1]：

     适当调节R，使Z＝p2，与第二主极点抵消，增加了带宽

      2．4 工作环境

       采用单电源供电，在闭环状态下工作基准电压为VDD／2如图4所示闭环传输函数为：

      3 仿真结果

       仿真性能参数如表1所示

       图5和表1是仿真结果，都是在开环、无负载情况下测得仿真工具是Cadence Spectre，用了0．6 μm的N阱CMOS工艺模型，模拟环境是VDD＝5 V，T＝27℃，典型条件以上结果显示了单位增益带宽GB为7．941 MHz，相位裕度为74．60，频率特性较好；失调电压非常小，为38．92μV；有较高的电压增益，共模抑制比和电源抑制比；另外当输入幅度为1 V，频率为1 kHz的正弦波时，输出THD很小，为0．004％

       4 结 语

      本文设计的AB类输出功率放大器电路，采用折叠式共源共栅结构，功率管推挽式输出，同时利用外部电流源供电，采用低压共源共栅电流镜结构的偏置电路仿真结构表明该运放具有高增益，低输入失调电压，低THD等特点，同时具有良好的频率特性，较低的静态功耗，满足一块高性能的AB类音频功放芯片的要求可以看出，设计几乎是令人满意的，微小的调节还可以通过改变W／L比使各管子工作在最稳定的工作区域