金卤灯电子镇流器设计与调试http://www.2010年08月19日10:35:42 查看数：5749摘要：以节能为主的现代照明中，金卤灯以其优良的照明效果，较高的显色指数在商业领域得到了广泛应用，目前由于电子产品的不稳定性和制造工艺的制约，使该系列产品并未得到较为广泛的应用。本文是针对目前各厂碰到的一些电路结构的分析，并结合本人在电路设计方面的经验所得出的一些心得体会。 以节能为主的现代照明中，金卤灯以其优良的照明效果，较高的显色指数在商业领域得到了广泛应用，目前由于电子产品的不稳定性和制造工艺的制约，使该系列产品并未得到较为广泛的应用。本文是针对目前各厂碰到的一些电路结构的分析，并结合本人在电路设计方面的经验所得出的一些心得体会。  脚为1脚基准的信号补偿端，接上去耦电容，可使主电路电压采样的冲击减小，3脚为输入相位检测输入端，4脚为过流保护端输入1V有效，5脚为零电流采样端，6脚接地，7脚为信号输出端，8脚为Vcc正极。 1.这个部分的主要可靠性是来自于主电路的启动冲击电流以及MOS的导通角，如果采样电流过低，4脚采样反馈不及时，会导致MOS导通电流过大，以致电路失效。2.输出的电压过高（启动时），1脚与2脚去耦参数不匹配，空载电压会上冲到450-500V以上,导MOS的耐压超标导致电路崩溃。 3.在低电压时，MOS的升压电流更大（PWM输出导通较宽）MOS温升较高。这时可将电压范围设定为接近值，例如：120v～260v时同等负载测试时，可将电感的感量及匝数，按照260v时的输入值，设定并最大可能减少次级匝数。在120v时可将输入最低电压设定为110v最大限度增加电感感量，使母线在110v满载时输出达到额定的400v。在260v时设定次级是由于输入电压升高，输入电流减小会使次级电压下降，5脚电流采样失效，使芯片进入重新启动（误以为空载）母线不断脉动的重新启动。110V调试时感量大，可减少因输入电压低而导致的PWM频率太高，带来的MOS开关损耗，感量大时亦可有效减少峰值电流的值。另一减少MOS温升的方式是并联一路吸收网络。电阻并联高速二极管后在串联一只电容可使MOS开关时的尖峰反向电压得到有效吸收。（小功率无明显优势）。 4.在110v时为加大感量后，可以加大电流采样电阻，例：在调试70w负载，110v时可接80W负载试验,并适当最大化这一值，以保证在低压可有效预防启动时冲击电流过大（电流反馈速度更快）。 5.器件的选择上有几点需要注意： ⑴电容：要选取一些对于高频损耗较小，耐高温，容量误差较小的电容。例如：去耦电容的容量误差及随温度变化量的大小会决定启动和输出电压的精度。（华容及法拉，较为稳定，以经长期验证）。 ⑵电阻：分压采样的这个精度决定母线电压，所以要选取1%精度的金属膜电阻，电流采样最好采用无感（小功率无特殊要求）。 ⑶二极管：原则上开关时间越小的二极管损耗越小，但在实际使用时未能发现这一趋势，（日本新电源在大功率120v250w以上有明显优势）。 以上是器件选择的几点心得。 四、降压式限流： Buck电路在降压电路中有着广泛的应用，是通过限流来降低输出的电压，电路比较成熟，有较多成功案例。但是，Buck比较适应峰值电流小而平均电流较大的场合。对于HID灯来说有不少的缺点，曾经有过的调试经验得出结果为100w以下的HID比较合适。150w以上不能接受，温升太高而且越是管压低管流大的灯负载越是明显。 Buck电路目前绝大部分厂家是使用电源芯片UC3843-UC3845这类。加运放实现恒电流输出，在加上母线电压400v恒定，即实现恒定输入功率。 但由于UC3843芯片为固定频率调节占空比的IC，最大占空比为50%，即如果是负载差别较大时，会从20%～50%之间去调节占空比来调节MOS的开关时间，减少MOS导通时间，在经L，C平滑滤波来实现调节负载电压这一方式。那么如果是100w负载时，50%的导通和25%的导通，25%的导通峰值电流会是50%的一倍，负载调整率越高越会使效率越低，温升越高，其可靠性就越差。如图：  原理： UC3843为电源专用芯片各脚工作原理如下： 8脚REF5V基准电压 7脚VCC 6脚PWM输出 5脚接地 4脚Rt.ct.振荡且信号输入 3脚内部运放输入 2脚补偿 1脚过流保护1V有效 建议：做中大功率时采用其它功率调节结构，做50%占空比（固定）通过PFM式调节输出电流或者双管正激式，这样在做中大功率时效果会更好。双管正激式在大功率电源以及电子逆变焊机领域有着较多成功应用。值得借鉴其调整方式安全可靠，输出电压会更低，特别是大电流可靠性对于大功率金卤灯的低频驱动有着明显优势。在BUCK电路各调节中，原则上频率越高时，峰值电流越小，但开关损耗越大，所以建议频率在30KH左右，另电流输入中的采样电阻尽可能大些，太小在灯负载变化大时，会采样失败，功率失控，以致炸机。 L的选择在降压式电路中的电感是储能及平滑波形的作用，所以对磁材可以用铁氧体磁芯和非晶磁环均可，感量可适当加大。感量加大可使MOS的开关波形中的余振更小，更有利于MOS的工作可减小MOS的反向承受电压，（示波器可以测试MOS的源漏极）。器件选择如上：（PFC电路中的选取原则） 五、全桥输出： 目前应用较为广泛为IR2110-IR2153，L6569+6569，UBA2030～UBA2033。在HID全桥中以半桥的高压吸收以及芯片排版等处理较为重要。例：在2153+2153.6569+6569的主电路中，上管的自举电压中输出信号的处理有几点经验： 1.上管的供电电压是由芯片Vcc处12v经外部二极管或内部二极管在下管导通时中线接地后，向VB端充电。下管截上后，上管导通时，中线由对地OV上拉到接近400v。此时，VB端在中线上加11V（二极管减0.7v后到电容上只有11v左右）上管的驱动能量均由此电容的充电电流驱动，所以，电容的电压决定上管工作状态，如：容量较小在全桥驱动中，由于频率较低向电容的充电次数没有高频中的次数多，所以需相应加大此处电容容量以保证上管的驱动电压，在向上管输出1时，在1的后端电压最好能高过9v。否则上管的MOS开关波形将会受损，开关损耗加大，易损坏。可将芯片的Vcc提到15v可改善此项，但也要根据不同MOS调试，结果不同。 2.尽可能做到芯片的单点接功率管的地，此项对在驱动MOS的芯片输出波形上较为重要，以减小外界对芯片工作时的干扰，Vb电容，RT.CT布线要短，Vcc滤波电容要尽可能靠近1和4脚。 3.在中线上接一只二极管并于VB电容端正端以防半桥中线振荡时带来的正向尖脉冲会损坏芯片悬浮地VSS，也就是电路启动或者正常工作时（特别是在灯泡未进入稳态的过程中）输出波形抖动对半桥的正向尖脉冲易损坏芯片。 4.UBA2030-2033，这是飞利浦针对全桥驱动专业设计的芯片有HV自供电功能比较先进和简单的电路驱动结构。由HV降压滤波电容，RT.CT.VB电容即可工作。如用简单的驱动，显然，UBA2030的绝大部分优势并未显现。如减小低频方波对于镇流器以及电源冲击，以及噪声的处理，可用单片机生成PWM波对UBA2030，以及全桥IR2110-+2153实现接近正弦波的处理，即生成在纯方波之前和之后加一高速PWM的小方波，以平滑全桥方波的前极和后极形成过渡电压波形即可，出现接近正弦波可有效减小，纯方波带来的低频噪音及对镇流器周边辐射。 5.全桥MOS中二个半桥对地电容以及二极管对尖峰吸收作用根据以往的经验，不要太过依赖MOS中的自代的二极管，要加强全桥中的Lc吸收。 6.高压点火路线由于后极母线电压会随灯的击穿而降至灯电压，所以原则只要选择的放电管的雪崩值高于灯管电压而低于母线空载电压即可。一般选取230v～350v之间，有半导体DISC，空气放电式，陶瓷放电式，可控硅触发式，自耦式等多种结构。目前以半导体式和自耦式居多。汽车的HID以陶瓷放电为主。 ⑴半导体式放电次数较多，寿命较长。但放电能力有限，峰值电流不大,电压精度较好。 ⑵空气放电式受空气的湿度影响较大，对于放电电压要求不高的高压场合较为适用，可用于超高压的快速启动的二级放电。 ⑶陶瓷管来源于防雷管领域，优点顺态电流可上千A，寿命不长，有效寿命在5万-10万次左右，（视不同厂家效果不同，最好的是西门子），寿命末期电压值漂离较大。 ⑷可控硅式早期由于DISC的半导体结构的不成熟而做的替代电路，由DB3的分压决定可控硅的放电电压，寿命较长，但电流能量较小，开关速度较慢，对于高压钠灯较为适用，对于金卤灯对脉冲宽度有要求的场合不太适用，可改良结构但成本较高放弃。 ⑸自耦式将全桥的电线并联一104-474电容.在电容中串入变压器的初级,全桥振荡时,电容二端电压突变充放电流流过变压器初级时,会在次级形成高压输出，升压能力由MOS的内阻以及电容的内阻决定，电流大小由电容容量决定,但电容越大,充放电电流越大,对全桥造成的负担越重,不利于长期灯工作，越小容量放电电流越弱,对长线点火不利,同一负载用自耦式104和DISC式全桥有10度左右温差。(150Hz70w) 以上观点为个人在实际工作得出的一些心得体会，欢迎各位同行之间交流指正。 |
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