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为了减小高速列车牵引主变压器的重量和体积，提高牵引系统的传输效率和灵活性，多种采用高频变压器HFT(High Frequency Transformer)的拓扑被学者提出[1-5]。这类拓扑的思路是把单相工频高压交流电经过电力电子变换器变为中高频交流电，经过高频变压器进行隔离和降压之后再与牵引逆变器相连。这种采用多电平整流器和高频隔离的新型变换器拓扑，被称为电力电子变压器(Power Electronic Transformer,PET)[6-7]，用于轨道交通牵引系统的电力电子变压器(Power Electronic Transformer for Traction，PETT)[8-11]。为了提高效率，PETT多采用级联整流器和LLC谐振变换器结合的拓扑[12]。 由于PETT采用单相整流拓扑结构，直流侧电压中将包含二倍频谐波电压[13-14]；在网侧级联整流器中，由于死区时间和直流侧电压二次脉动等原因，电流中将会产生大量的低次谐波，如3、5、7次等谐波，耦合至直流电压中，将产生大量偶次谐波，如4、6次等谐波电压[15-16]。同时，直流侧电压中还包含大量网侧级联整流器开关频率特征次谐波和LLC谐振变换器开关频率特征次谐波[17]。直流电压这种谐波特性将在网侧整流器和LLC谐振变换器中交叉耦合，直流侧电压中的低次谐波(如100，200 Hz等)和级联整流器开关频率特征次谐波都可能在LLC谐振变换器中发生次谐振现象，将直流侧电压中的低频谐波分量放大，严重影响LLC谐振变换器软开关实现范围，增加谐振变换器的电路损耗。目前尚无文献揭示这种现象的原理，也无文章针对此现象提出相应的系统参数优化设计方法和控制策略。 本文揭示直流侧二倍频等低次谐波电压在LLC谐振变换器中产生次谐振的机理，分析次谐振引起ZVS范围减小和电路损耗增加的原因，定量计算谐波电压放大系数与网侧功率、直流电容值、直流电压谐波次数和网侧谐波电流次数的关系。给出网侧开关频率、直流电容等系统参数的优化选取方法和低次谐波的抑制策略。试验验证了本文所推导数学模型和定量分析的正确性，所提方法和策略的有效性。 1 PETT拓扑结构PETT主电路拓扑如图1所示，分为高压级联整流器、LLC谐振变换器、逆变器负载。 
图1 PETT主电路拓扑 (1) 高压级联整流器 1997年，一场广为人知的人机大战打响。加里·卡斯帕罗夫试图卫冕国际象棋冠军。虽然他曾打败过IBM的象棋程序深蓝，但在复赛中被打败了,这立刻成为头条。人们疑虑的是：机器脑的逻辑思维能够比肩人类？甚至还超过人类？当时有专家打赌：在国际象棋比赛中战胜人类的机器，在围棋比赛中未必能获胜。因为围棋对弈需要战略思维，需要全局观念。然而，历史又开了一个大玩笑。 高压级联整流器由多个H桥单元串联而成，通过电感Ls接入25kV高压牵引网上。每一个H桥单元分别经过整流输出多个不同电位的分布式直流电压。级联整流器的主要功能是保持电网侧单位功率因数，输入电流为正弦波，维持分布式直流电压稳定和平衡。一般情况下，为了提高装置效率，单个H桥单元开关频率一般选为几百赫兹。 (2) LLC谐振变换器 LLC谐振变换器将高压级联整流器输出的多个不同电位的直流电压逆变为高频方波，再经过高频隔离变压器HFT耦合至副边，再整流为低压直流输出，完成电压转换和高低电位隔离。原次边变换器均采用H桥方式，能量可以根据牵引和制动工况实现双向流动。 为了提高牵引系统效率，LLC谐振变换器原边利用谐振元件实现全负载范围内的ZVS和小电流关断；次边实现零电流关断(Zero Current Switch，ZCS)。为了减小高频变压器体积和重量，电路谐振频率一般选为2 kHz以上。如果开关器件允许，一般认为谐振频率越高越好。 由图1可知，级联整流器中间直流侧电容均连接单相H桥整流器和LLC谐振变换器，中间直流侧电压将含有2倍频等低次谐波电压，同时，还包含整流器和谐振变换器的开关特征次谐波。 2 LLC谐振变换器次谐振现象2.1 次谐振机理LLC谐振变换器的拓扑如图2所示，本文以能量正向流动为例进行描述。Udc为图1中级联整流器某个H桥的输出直流电压，Lr、Lm分别为高频变压器Tr的漏感和励磁电感，Cr为谐振电容，ir为谐振电流，Uo为输出直流电压。 
图2 LLC谐振变换器示意图 由上述可知，直流电压Udc中包含不同频率的谐波电压，可以表示为 
(1) 式中：Udc0为直流分量；Udck为k次谐波电压幅值；ω为工频电压角频率；ψk为k次谐波电压初始相位。 根据LLC谐振变换器的原理，输入电压Udc经过Q1、Q2、Q3、Q4逆变成50%占空比的方波电压输出，开关频率为fs。这可以等效为一个频率为fs、幅值为1的正负方波信号S(ωs t)对Udc进行采样，从而得到Uab。 Uab=S(ωs t)×Udc (2) 其中 
(3) 对周期函数式(3)进行傅里叶分解，可得
(4) 将式(1)、式(4)代入式(2)，可得 企业为了能在激烈残酷的市场竞争下求生存始终以最新的科技成果作为支撑，而企业想要保持长久的竞争优势必须保证其创造力，而创造力的来源就是高素质的技术人才，各大高等院校是各类人才培养的基地。因此，高校与企业合作共建实验室无疑是实现 “优势互补、合作双赢、共同发展”目标的有效途径[3]。 
k=1,2,…,N;n=1,3,5,…，M (5) 由于n≥3时，电压幅值很小，且LC谐振回路在n≥3频率段的阻抗非常大，所以不考虑n≥3时电压所产生的电流，只考虑n=1时的情况，则有 
(6) 进一步对式(6)计算，可得 
(7) 如果对式(7)进一步做三角运算可知，谐振电路的输入电压激励Uab不仅含有ωs分量，还含有(ωs±kω)分量(又称为“差频”分量)。当k值较小时，这些频率分量的阻抗非常接近，在LC谐振时，阻抗都接近为0，特别是差频分量(ωs±2ω)(由直流电压中的2次分量产生)，含量丰富且频率接近谐振。所以，LLC谐振变换器电流中将含有大量由低次谐波电压产生的谐波分量，类似于电机控制时的“拍频”现象[18]。这些分量电流的叠加会使谐振电流异常波动，影响LLC谐振变换器ZVS实现的范围，并产生额外的损耗。 2.2 次谐振现象对ZVS范围影响分析由上述可知，LLC谐振变换器电流中含有多频率段的谐波分量，这些分量谐波电流的叠加会使谐振电流异常波动。在谐振电流波动至幅值较大时(见图3红框内区域)，方波电压将会产生震荡，导致当IGBT开通时，就不再是ZVS，增加开关损耗，降低IGBT器件的安全性。下面分析谐振电流波动大时，导致ZVS失败的原因。 
图3 次谐振现象波形 如图4所示，LLC谐振变换器的关断电流为Iturn-off，开关器件(图2中Q1～Q4)死区时间为Td，结电容(图2中C1～C4)放电时间为Tc，二极管(图2中D1～D4)续流时间为ΔTφ。 
图4 ZVS范围影响 由文献[12]可知，要完成原边ZVS过程，死区时间Td应该满足 Tc≤Td≤Tc+ΔTφ (8) 当Td>Tc+ΔTφ，即续流时间小于死区时间时，方波电压将产生震荡，也不满足ZVS。如图4所示，在t1时刻，Q1、Q4关断，关断电流为Iturn-off，关断后，结电容C2和C3放电，C1和C4充电。C2、C3放电完成后，二极管D2和D3开始续流，Q2和Q3两端电压为零，为零电压开通准备了条件，当Q2、Q3的驱动脉冲在D2、D3续流时间段内有效，则Q2、Q3完成零电压开通。如果在电流到零时，死区过程仍未结束，Q2、Q3仍然没有驱动脉冲，则C1、C2、C3、C4之间开始充放电，Q2、Q3两端电压不再为零，甚至随着结电容的充放电出现震荡。当Q2和Q3的驱动脉冲达到时，就不再是零电压开通。 由文献[19]进一步推导出二极管续流时间ΔTφ的简化计算式为
(9) 式中：Ipeak为电流幅值；ωr为电路角频率；Iturn-off为LLC谐振变换器关断电流。由文献[14]可知，当LLC谐振变换器的电路参数、输入电压和开关频率确定后，ωr和Iturn-off保持不变。因此，ΔTφ与Ipeak成反比，当电流幅值越大时，二极管续流时间越短，也就是说ZVS越容易失败。 因此，在谐振电流波动时，为了保证实现全负载范围的ZVS，一般情况下，就需要提高关断电流或减小死区时间。这样将会增加IGBT关断损耗，增加安全风险。 和阿瓦达索命咒不同，我是真实存在于这个世界上的。就在今年，在上海举办的一场教育论坛上，德国波鸿鲁尔大学公布了一组数据，来自全世界11个国家的调查结果显示，未成年人的心理困难总分和心理疾病发病率在11岁时显著增加……在青少年学生心理健康水平研究中，一种名为“二年级魔咒”的现象引起了很多专家的关注。有调查表明，孩子们的心理健康状况在小学二年级、初中二年级、高中二年级，出现比较明显的转折和问题，尤其是初中二年级…… 假轴车辆一般是指在车辆原轴型的基础上自行加装车轴(一般为1组)的车辆。通常假轴车辆在行驶到收费站时，司机会将事先安装好的带有液压装置的假轴放下，以增加车辆的轴数和提高限载质量上限，从而通过称重设备的检测。这种行为会对高速公路的路基造成严重损害，增加高速公路运营及养护成本,且甄别难度很大，采用人工的方式甄别不仅费时费力，而且无法实现实时甄别。因此，对假轴车辆进行自动判别是收费稽查工作的重点和难点。 2.3 次谐振现象对电路损耗影响分析如果在LLC谐振变换器电流波动时，仍能保持全负载范围的ZVS和ZCS，则LLC谐振变换器的开关损耗保持不变，通态损耗由于谐波分量的增加而增大。下面将定量分析LLC谐振变换器通态损耗与谐波分量的关系。 IGBT在开通时，可等效成一个电阻Rj。电路中电能损耗计算使用的电流为均方根电流值[20]。当电流中含有谐波时，电流的波形会发生畸变。根据定义，畸变波形下谐振电流的均方根值为
(10) 式中：I1为LLC谐振变换器的基频ωs电流；I2,I3,…，Ih为其他频率段的谐波电流。 式中,p1为单个涡流损耗密度,a是导线的幅向侧宽度,k超导绕组的电阻率,ΔV是各个单元的体积,p2是各个单元的超导绕组涡流损耗之和。 在计算时段T内，基频电流在IGBT等效电阻Rj上产生的通态损耗PLoss-1为
(11) 假设在k次谐波下IGBT等效电阻仍为Rj，则k次谐波电流在IGBT上产生的通态损耗PLoss_k为
(12) 所以，IGBT的通态谐波总损耗为
(13) 从以上分析可以看出，由于LLC谐振变换器中其他频次的谐波分量增加，会使谐振电流的有效值增加，从而引起附加的通态损耗，降低LLC谐振变换器的效率。为了对次谐振现象引起的电路附加损耗进行定量分析，假设电流谐波总含量THDr为
(14) 由于
(15) 所以
(16) 从式(16)可以看出，由次谐振产生的额外通态损耗等于谐振电流的总谐波含量的平方，即如果次谐振现象产生30%的总谐波，则LLC谐振变换器通态损耗增加9%。 在市场经济环境下，我国企业数量众多、产业类型不一，而不同领域不同产业有着不同的经营特点，有着各种开展产融结合的实践经验探索。当前在企业多元化的产融结合背景下，主要存在以下三种产融模式。 3 谐波电压放大定量分析3.1 低次谐波电压数学模型单相系统中，直流电压中存在二次电压脉动，究其原因是由于交流侧功率和直流侧功率不平衡造成的。通常情况下，都是以瞬时功率平衡的思路，来分析直流侧电压存在二次电压脉动和其他低次偶数谐波电压的原因。单相PWM整流器等效电路如图5所示。
图5 单相PWM整流器等效电路 如图5所示，假设网侧电压为理想电压，瞬时值为us，基波有效值为UN，电流瞬时值为is，基波有效值为I1N，k次谐波有效值为IkN，ω为工频角频率，直流侧电压为Udc，Udc中直流分量为Udc0，二倍频电压幅值为Udc2，负载为RL1，直流侧支撑电容为C1，忽略其他高次谐波及连接电感上的压降，只考虑电流中的奇次谐波，结合文献[15-16]，可以得到二倍频电压幅值Udc2为
(17) 由式(17)可知，二倍频电压幅值与输入功率成正比，与电容值近似成反比。由文献[16-19]可知，当PWM整流器网侧电流中含有3、5、7次等谐波时，PWM整流器直流侧含有4、6、8次电压脉动Udc4、Udc6、Udc8。定量推导过程与2次电压类似，可近似表示为
(18)
(19)
(20) 实际上，由于网侧整流器和LLC谐振变换器的开关作用，在直流电压中，还存在一定的2fc(fc为网侧整流器开关频率)和2fs(fs为LLC谐振变换器开关频率)的高次谐波。一般情况下，如果fc与fs相差很大时，2fc谐波也可能会在LLC谐振变换器中产生次谐振现象。由于其定量推导非常复杂，本文不做详细推导。 江南倦历览，江北旷周旋。怀杂道转迥，寻异景不延。乱流趋正绝，孤屿媚中川。云日相辉映，空水共澄鲜。表灵物莫赏，蕴真谁为传？想像昆山姿，缅邈区中缘。始信安期术，得尽养生年。[12](卷二六《登江中孤屿》，P1242-1243) 利用广播、电视、专栏、讲座、会议、印发小册子、制作宣传光碟、板报、信息、刷写大洪灾洪水线警标等多种形式，开展山洪灾害防御知识宣传培训。充分发挥新闻媒体在山洪灾害防御中的舆论引导作用，向群众宣传普及山洪灾害防御知识，使群众充分认识山洪灾害的危害，教育群众充分尊重自然规律，保护自然资源和生态环境，增强群众科学防灾、避灾、救灾意识和提高自我防护能力。 3.2 谐波电压放大系数定量分析仍以直流电压中的2倍频分量为例进行计算，如图2所示，假设LLC谐振变换器电路增益为M，高频变压器变比为N，开关次特征谐波电压幅值为Udcn，初始相位角为σn，则输出电压Uo可表示为 通常，应用被视作是在理解和解释之后发生的，在完全掌握了文本的内容之后，我们对文本进行某种应用以达到特定的目的或效果。但是，伽达默尔认为“理解中总是有某种这样的事情出现，即把要理解的文本应用于解释者的目前境况。这样，我们似乎不得不超出浪漫主义诠释学而向前迈出一步，我们不仅把理解和解释，而且也把应用认为是一个统一的过程的组成要素。……应用，正如理解和解释一样，同样是诠释学过程的一个不可或缺的组成部分。”[3]
(21) 输出电容Co的电流ic为
(22) 由式(22)计算可得
(23) 负载电流可以表示为
(24) 由于电容的高频吸收作用，负载电流中的高频电流可忽略，那么有
(25) 由于 iD=ic+iL (26) 将式(23)和式(25)代入式(26)可得
(27) 由于LLC谐振变换器次边二极管整流导通和关断的时序与原边IGBT的时序完全一致，因此，在i2经过二极管整流后，同样等效于一个频率为fs、幅值为1的正负方波信号对iD进行采样，从而得到i2。 在台达吴江生产制造基地，生产台达自动化产品的智能制造示范线已落成投运，通过引入工业机器人、RFID检测识别、机器视觉及AGV物料配送等智能化设备，配合制造执行系统（MES），实现产线优化与升级。生产使用面积减少62%、产线操作人员数降低88%的同时，产能提升40%。实践的成功经验将在台达各厂区上百条产线复制展开，结合大数据与AI分析技术持续优化完善，最终成为工业客户实施“智造升级”时至关重要的保障。 同上可得 i2=s(ωs t)×iD (28) 将式(4)代入式(28)可得
(29) 如果只考虑n=1时的情况，则有
(30) 进一步做三角运算可知，i2中主要含有3种频率分量，分别为ωs、(ωs-2ω)、(ωs+2ω)。这3种频率分量的电流瞬时值表达式为
(31)
sin[(ωs-2ω)t+α1] (32)
sin[(ωs+2ω)t+α2] 心怡说：“我们的爷爷奶奶，外公外婆，他们是50后或60后，他们剩下的日子不是很多了，我的外公外婆身体也不好了，我很难受。”这时，教室里一片沉默。 (33) 由图2可知
(34) 其中
n=1,3,5,…，N (35) 由式(35)可知，励磁电流im中也含有差频分量。但由于励磁回路阻抗较大，通过计算得到im中含有的ωs、(ωs±2ω)差频分量远小于i2中的差频分量。所以，在原边谐振电流的差频分量主要由式(32)和式(33)决定。2、4、6次谐波电压也有类似的结果。 4 LLC次谐振抑制方法4.1 系统参数的优化选取由于一般情况下有
(36)
(37) 同理，对式(17)进行近似计算，可得
(38) 将式(38)代入式(36)和式(37)可得
(39)
(40) 由式(39)和式(40)可知，当额定功率等系统参数确定后，差频电流的幅值主要是由LLC谐振变换器的输出电容和PWM整流器直流电容的比值决定，而且近似成正比例关系。与中间直流电压Udc成反比关系。2、4、6次谐波电压产生的差频电流也有类似的结果。 4.2 直流侧电压偶次脉动抑制直流侧电压中除了存在2次脉动外，还会因为电网侧电流的3、5、7等低次谐波，使得直流电压中存在4、6、8等偶次电压脉动。一般来说，2次电压脉动在不加额外电路的情况下，很难消除，但如果加入辅助电路，又与PETT轻量化的目标相违背[10-14]。因此，本文的目标是允许2次脉动的存在，通过一定的控制策略来抑制电网侧低次谐波，尽量消除直流电压中4、6、8等偶次电压脉动，从而消除偶次电压谐波引起的次谐振现象。本文抑制电网侧低次谐波的思路是在级联整流器控制器中加入可以抑制对应次数的谐波控制器。图1中级联整流器可等效为图5中的单相H桥整流器，谐波控制器通过提取总电流is中的某次谐波分量，再通过PI调节器控制该次谐波分量为零。谐波控制器与重复控制有类似的频率特性，即可以在特定的频率处产生无穷大的增益，从而可以对这些频率处的谐波电流实现无静差跟踪或者对这些频率处的扰动产生全抑制作用。 谐波控制器原理如图6所示，设置带通滤波器BPF(Band Power Filter)截止频率为n次谐波(n≥1)的频率(如5次谐波，则设置BPF频率为250 Hz)，将电流is中的n次谐波分量提取出来，得到电流的n谐波分量isn；通过对电网电压us锁相得到基波相位信息的正弦值、余弦值sinωt、cosωt。然后再采用倍频算法，得到电网电压n次谐波的相位信息sinnωt，cosnωt的值；将n次谐波分量isn做dq变换，得到isn在dq坐标中的有功分量和无功分量的瞬时值isdn、isqn，利用连接电抗Ls在n次谐波下的阻抗值nωLs对电流进行解耦控制，得到在dq同步坐标系下的电压指令usdn、usqn；再通过dq反变换，得到n次谐波电压指令
图6 谐波控制器原理 5 试验验证5.1 样机概况为了验证文中PETT的功能，制造出一套25 kV/1 800 kV·A的PETT样机。PETT电网侧采用级联整流器，DC/DC变换器采用LLC谐振变换器，直流侧输出电压1 800 V给牵引逆变器供电。全功率样机参数见表1，样机如图7所示。 表1 全功率样机参数
参数数值电网电压 Us/kV25额定容量/kV·A1 800电网频率/Hz50直流电压 Udc/V3 600级联整流器开关频率fc/Hz450电网侧连接电感 Ls/mH20高频变压器变比M2励磁电感Lm/mH12.5漏感 Lr/uH700谐振电容 Cr/μF7输出电压 Uo/V1 800中间直流电容 C1/mF2输出直流电容 Co/mF1～4LLC 谐振变换器开关频率 fs/Hz1 800～2 200
图7 样机实物 如图7所示，样机系统主要由充电电路、高压模块(高压级联整流器)、高频变压器、低压模块和控制器组成。其中，高频变压器的主要作用为隔离高低电位，原边为高压模块，副边为低压模块。 5.2 参数优化选取试验验证根据4.1节参数优化选取的计算和推导，改变C0/C1的比值和中间直流电压Udc的大小，验证参数优化选取的原则和经验。 给与大剂量LPS刺激后，WB结果显示，与NS组相比，WTLPS组小鼠Kupffer细胞的组织蛋白酶B蛋白表达水平均无明显变化，而NLRP3蛋白表达水平则明显增加（P＜0.05），caspase-1蛋白表达水平明显增加（P＜0.05，图3）。表明大剂量LPS刺激导致WT小鼠的NLRP3炎症小体明显激活。与TLR4-/-NS组相比，TLR4-/-LPS组小鼠肝脏组织蛋白酶B蛋白水平无明显变化，caspase-1蛋白激活水平增加（P＜0.05），NLRP3蛋白表达稍增加但无明显统计学意义（图3）。表明TLR4缺失后NLRP3炎症小体的激活不明显。 图8(a)中，Co为4 mF，C1为2 mF；图8(b)中，Co为1 mF，C1为2 mF。因此，当Co/C1的比值由2变至0.5时，谐振电流的波动明显减小。 而从医院本身来讲，无锡市人民医院是一个体量很大的医院。它是由原无锡市第一人民医院、儿童医院和第五人民医院于2007年11月整建组合而成的，是无锡地区最大的公立医院。医院占地270亩，建筑面积32.486万平方米，根据不同功能以英文字母分成了行政，门诊，医技检查，病房，急诊、手术中心，后勤综合楼，感染性疾病区，儿童医院，心肺诊疗中心，体检中心、特诊中心10个区域。
图8 谐振电流波形 图9(a)中，中间直流电压为3 600 V，交流侧输入功率为200 kW。图9(b)中，中间直流电压降至1 800 V，保持输入功率不变，则谐振电流波动增大，同时直流电压的波动增大。
图9 不同直流电压的谐波电流波形 在实际设计过程中，在综合考虑LLC谐振变换器软开关的范围、功率器件的耐压等级、装置整体效率、系统动态响应速度、二次电压允许波动范围和装置体积的基础上，尽可能的提高直流侧电压，减小电容C0，适当增大整流侧电容C1，减小差频分量。 5.3 直流侧电压偶次脉动抑制验证由于在轻载时，网侧低次电流谐波含量最大，直流侧中偶次谐波含量(主要指4、6、8次谐波)也最大。本文在最恶劣的工况下测试低次谐波对直流电压及谐振电流的影响。 图10为轻载时测试波形，网侧电流小于10 A，中间直流电压额定值2 200 V。图10(a)为未采用谐波控制器时网侧含有大量的低次谐波电流，直流侧电压含有100、200、300 Hz等偶次谐波。图10(b)为采用谐波控制器后，网侧电流中低次谐波被消除，直流侧电压仅仅含有100 Hz的2倍频电压。
图10 轻载时测试波形 图11为轻载时级联整流器电压、整流器电流、直流电压和LLC谐振回路电流。由图11可知，采用谐波控制器后，网侧电流正弦度比未采用谐波控制器时的正弦度好，谐振电流的波动也更小。
图11 谐振电流效果对比 由此可见，通过抑制电网侧低次谐波，能够降低直流侧耦次谐波的含量。同时，也能够减弱LLC谐振变换器的次谐振现象，减小谐振电流的波动。但此控制策略无法消除直流电压中2次脉动对LLC谐振变换器的影响。 6 结论PETT直流侧电压中的低次谐波电压引起LLC谐振变换器中产生次谐振现象。本文在分析次谐振产生机理后，得到以下结论： (1)LLC谐振变换器电流中会由于次谐振现象，产生大量的差频谐波分量。这些分量电流的叠加将会使谐振电流异常波动，影响LLC谐振变换器ZVS实现的范围。所以，在设计LLC谐振变换器关断电流时，为了保证全负载范围内的ZVS，需要考虑差频谐波分量的影响。 (2)差频分量的存在，还会使开关管产生额外的通态损耗。在分析LLC谐振变换器的散热条件和效率时，需将额外的通态损耗计算在内。通态损耗增加的百分比为谐振电流总谐波含量的平方。 (3)通过定量分析可知，减小LLC谐振变换器的差频分量，可以通过提高直流侧电压、减小输出电容和中间电容的比例、消除网侧电流低次谐波等方法实现。但是，差频分量的产生是由于直流电压中含有2倍频等偶次谐波电压，由于PETT的单相拓扑结构，在不设计2次滤波支路的情况下，2倍频电压始终存在。因此，LLC谐振变换器差频分量只能抑制部分，无法彻底消除。 参考文献： [1] KOURO S. Recent Advances and Industrial Applications of Multilevel Converters. Industrial Electronics[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2010, 57(8): 2553-2580. [2] DRABEK P,PEROUTKA Z,PITTERMANN M,et al.New Configuration of Traction Converter with Medium-frequency Transformer Using Matrix Converters[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics,2011,58(11):5041-5048. [3] QIANG S. A Steady-state Analysis Method for a Modular Multilevel Converter[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2013, 28(8): 3702-3713. [4] 李伟, 张黎. 铁道牵引单相电力电子变压器及控制[J]. 铁道学报, 2013, 35(4):37-42. LI Wei,ZHANG Li,Railway Traction Single-phase Power Electronics Transformer and Control[J].Journal of the China Railway Society, 2013, 35(4):37-42. [5] INOUE S, AKAGI H. A Bidirectional Isolated DC& DC Converter as a Core Circuit of the Next-Generation Medium-Voltage Power Conversion System[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2007, 22(2): 535-542. [6] 王顺亮, 宋文胜, 冯晓云. 一种单相级联H桥整流器SVPWM及其电容电压平衡控制方法[J]. 铁道学报, 2016, 38(7):37-46. WANG Shunliang,SONG Wensheng,FENG Xiaoyun.A SVPWM Method with Capacitor Voltages Balancing Control for Single Phase Cascaded H-bridge Rectifiers[J]. Journal of the China Railway Society, 2016, 38(7):37-46. [7] 刘建强, 符里, 杨景熙,等.电力电子牵引变压器无电流传感器均流控制方法研究[J]. 铁道学报, 2018, 40(5):17-24. LIU Jianqiang,FU Li,YANG Jingxi,et al.Research of Current Sharing Control Method without Current Sensors for Power Elctronic Traction Transformer[J]. Journal of the China Railway Society, 2018, 40(5):17-24. [8] ZHAO C H. Power Electronic Traction Transformer-Medium Voltage Prototype[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2014,61(7): 3257-3268. [9] ZHAO C H. Power Electronic Transformer (PET) Converter: Design of a 1.2MW Demonstrator for Traction Applications[C]// 2012 International Symposium on Power Electronics, Electrical Drives, Automation and Motion. Sorrento:SPEEDAM,2012:855-860. [10] DUJIC D， MESTER A, CHAUDHURI T, et al. Laboratory Scale Prototype of a Power Electronic Transformer for Traction Applications[C]//Proceedings of European Conference on Power Electronics and Applications. Birmingham:EPE, 2011:1-10. [11] BESSELMANN T, MESTER A, DUJIC D. Power Electronic Traction Transformer Efficiency Improvements under Light-Load Conditions[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2014,29(8): 3971-3981. [12] DUJIC D, STEINKE G K, BELLINI M, et al. Characterization of 6.5 kV IGBTs for High-power Medium-frequency Soft-switched Applications[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2014, 29(2): 906-919. [13] 陈燕平，忻力，李中浩. 单相电压型脉冲整流器中二次谐振电路的研究[J].机车电传动，2010(2):28-32. CHEN Yanping,XIN Li,LI Zhonghao.Research on the Secondary Resonant Circuit of Single-phase Voltage-pulse Rectifier[J].Electric Drive for Locomotives, 2010(2):28-32. [14] 李红波，张凯，赵晖. 高功率密度单相变换器的直流有源滤波器研究[J].中国电机工程学报，2012，32(15)：40-47. LI Hongbo,ZHANG Kai,ZHAO Hui.Researches on DC Active Power Filter for High Power Density Single Phase Converers[J].Proceedings of the CSEE, 2012，32(15)：40-47. [15] 宋崇辉，李坤，边春元, 等. 加入死区作用范围闭环的三电平整流器谐波抑制[J].电机与控制学报，2014，18(5)：76-84. SONG Chonghui,LI Kun,BIAN Chunyuan, et al.Harmonic Suppression for Three-level Rectifier with Added Closed-loop Control of the Dead-zone Working Range[J].Electric Machines and Control, 2014，18(5)：76-84. [16] 高吉磊，张雅静，林飞, 等. 单相PWM整流器谐波电流抑制算法研究[J].中国电机工程学报，2010，30(21)：32-39. GAO Jilei,ZHANG Yajing，LIN Fei, et al.Research on Harmonic Current Elimination Method of Single-phase PWM Rectifiers[J]. Proceedings of the CSEE, 2010，30(21)：32-39. [17] 崔恒斌，冯晓云，张杰, 等. 基于载波脉宽调制技术的牵引整流器谐波特性分析方法[J]. 电工技术学报，2013，28(9)：21-32. CUI Hengbin,FENG Xiaoyun,ZHANG Jie,et al.Harmonic Characteristic Analysis of Carrier Based Pulse-width Modulation Traction Rectifier[J].Transactions of China Electrotechnical Society, 2013，28(9)：21-32. [18] 苟斌, 冯晓云, 宋文胜,等. 牵引变流器-电机拍频现象及其抑制方法[J]. 中国电机工程学报，2013,33(9):55-63. GOU Bin, FENG Xiaoyun, SONG Wensheng, et al. Analysis and Suppression of Beat Phenomenon for Railway Traction Converters and Motors[J]. Proceedings of the CSEE,2013,33(9):55-63. [19] 耿志东，刘清，饶沛南,等.地铁车辆辅助变流器LLC谐振变换电路优化设计[J].大功率变流技术，2016(1):8-12. GENG Zhidong,LIU Qing,RAO Peinan, et al.Optimal Design of LLC Resonant Converter Circuit for Metro Vehicle Auxiliary Converter[J].High Power Converter Technology, 2016(1):8-12. [20] 张静林. 一种实用的谐波损耗计算方法[J].电气开关，2011(4)：45-47. ZHANG Jinglin.A Practical Computing Method of Harmonic Loss[J].Electric Switchgear, 2011(4)：45-47. |
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