IGBT技术资料_IGBT的特性和应用方法

IGBT技术资料_IGBT的特性和应用方法

 　　IGBT技术资料_IGBT的特性和应用方法

　　摘要：本文介绍IR(International Rectifier)公司绝缘栅双极型晶体管(IGBT)的特性和应用。首先介绍了哭件的特性，并且与MOSFET 和双极型晶体管的特性作了对比，然后介绍了IGBT的主要参数以及应用中应考虑的几个重要问题，如：栅极驱动要求，功耗计算和散热器设计等。

　　关键词： 绝缘栅双极型晶体管，跨导，锁定，电导率调制

　　1.引言

　　由于功率MOSFET具有开关速度快，峰值电流大，容易驱动，安全工作区宽，dV/dt耐量高等优点，在小功率电子设备中得到了广泛应用。但是由于导通特性受和额定电压的影响很大，而且工作电压较高时，MOSFET固有的反向二极管导致通态电阻增加，因此在大功率电子设备中的应用受至限制。

　　IGBT是少子器件，它不但具有非常好的导通特性，而且也具有功率MOSFET的许多特性，如容易驱动，安全工作区宽，峰值电流大，坚固耐用等，一般来讲，IGBT的开关速度低于功率MOSET，但是IR公司新系列IGBT的开关特性非常接近功率MOSFET，而且导通特性也不受工作电压的影响。

　　由于IGBT内部不存在反向二极管，用户可以灵活选用外接恢复二极管，这个特性是优点还是缺点，应根据工作频率，二极管的价格和电流容量等参数来衡量。

　　IGBT的内部结构，电路符号及等效电路如图1所示。

　　

 

　　可以看出，除了P衬底外，IGBT的剖面与功率MOSFET相同。

　　尽管IGBT与功率MOSFET的结构有许多相同之处，但是IGBT的工作过程非常接近极型晶体管。这是由于衬底P注入的少子使N区载流子浓度得到显著提高，产生电导通调制效应，从而降低了N区的导通压降。而功率MOSFET的结构不利于电导调制，因此，在N区中产生很大在导通压降，对500V的MOSFET来说，该导通压降大约为70%。

　　如等效电路所示，IGBT可等效为N沟道MOSFET驱动PNP管的达顿结构。结型场效应管JFET承受大部分电压，并且让MOSFET承受较低的电压，因此，IGBT具有较低的导通电阻RDS(ON).

　　2.IGBT的特性

　　2.1 导通特性

　　从等效电路图可以看出，IGBT两端的电压降是两个元件的压降之和：P-N结的结压降和驱动用MOSFET两端的压降。因此，与功率MOSFET不同，IGBT的通态压降不可能低于二极管导通压降。另一方面驱动用MOSFET具有低压MOSFET的典型特性，它的电压降与门极驱动电压有密切关系。当电流接擦额定值时，门极电压增加时，集电极-发射极将下降。这是因为：在

　　

 

　　器件工作范围内，PNP管的增益随电流增加而增加而栅极电压增加引起沟道电流增加，因此，PNP管两端的电压减小。这一点与高压功率MOSFET差别很大.

　　作为伪达顿接法的后极，PNP管绝不能深饱和，因此它的电压降高于深饱和PNP管，然而，应当说明，由于IGBT的发射极覆盖了芯片的全部面积。因此，IGBT的注入效率和导通压降都比同面积的双极晶体管好得多。

　　对器件设计者来说，有两种减小导通压降的方法可供选择。

　　(1) 减小MOSFET的通态电阻。可通过增加芯片面积和组装密度来实现。

　　(2) 增加PNP管的增益。这个方法也受锁定因素的限制。

　　电导调制对导通压降的巨大影响如图2所示，图中比较了芯片面积相同的IGBT和功率MOSFET的导通压降。由图可见，功率MOSFET(IRF840)的导通压降受温度的影响很大。IGBT(IRGBC40U和IRGBC40S)的导压降很低而且受温度的影响也较小。当器件的电流不同时，温度对导通压降的影响也不相同。这是因为电流较大锂，二极管压降的温度系数由原来的负值变为正值。另一方面，MOSFET的压降的温度系数值为正值。在不同电流和温度时，两个元件的压降不同，使IGBT与MOSFET压降的差别更大。

　　此外，电导调制还可以基本上消除器件的额定电压对导通压降的影响。表1列出了电流相同的四种额定电压的IGBT和功率MOSFET的导通电压值。

　　表1 导通压降与额定电压的关系

　　额定电压(V) IGBT 100 300 600 1200

　　MOSFET 100 250 500 1000

　　导通压降(V) IGBT 1.5 1.5 2.4 3.1

　　MOSFET 2.0 11.2 26.7 100

　　2.2 开关特性

　　

 

　　IGBT关断速度的最大限制是N外延层(即PNP管的基区)中的少子寿命。因为这个基区不易受外电路影响，所以不能用外部驱动电路来缩短IGBT的开关时间。但是，因为PNP管采用伪达林顿接法，它没有存贮时间并且它的关断时间远远大于深饱和状态的PNP管。虽然如此，在许多高频设备中IGBT仍然不适用。

　　基区内的存贮电荷，引起IGBT关断时电流波形出现延迟脉冲如图3所示。IGBT的电流不能迅速降低到空穴复合电流。这样不仅增加了关断损耗，而且在半桥式电路中，为了避免两只IGBT同时导通，必须增加两只IGBT导通时间之间的死区时间。

　　传统的减少少子寿命的工艺和加入收集少子的N+缓冲层，通常可缩短复合时间。但是这样由于PNP管的增益降低，因此IGBT电压降增加。减少少子寿命的工艺将造成IGBT出现准饱和导通状态，如图4所示，这样导通损耗将大于关断损耗。

　　

 

　　因此，PNP管的增益一方面受电导和导通损耗的限制，另一方面，也受锁定状态的限制。象所有的少子器件那样，IGBT的开关性能将随温度升高而降低。

　　2.3 锁定

　　如图1所示，IGBT是P-N-P四层材料构成的，当性要条件(αNPN+αPNP>1)满足时，IGBT就象普通晶闸管那样导通，在簋低的电压下，即使不加栅压，器件也能通过很大的电流，这种现象称为锁定。

　　N+缓冲层和很宽的外延基区减小了PNP管的增益，而MOSFET的寄生双极型NPN管的增益可以用大大减小rb'不能减小到一定值，那么当较大的空穴流注入rb'后，在关断时将会发生“动态锁定”，从而使寄生NPN管的增益达到很高的数值。

　　2.4 安全工作区

　　安全工作区(SOA)说明晶体管同时承受最高电压和电流的能力。IGBT安全工作区的三个主要状态如下：

　　(1)短路工作。IGBT的电流受栅极电压和跨导限制，并且电流值可能超过额定电流的10倍。由于N+源区下方P阱区的横向电阻rb'使寄生的双极型NPN管导通，造成IGBT锁定。减小rb’或者减小器件的总跨导(特别是PNP管的增益)，可以避免出现上述情况，但是减小器件的总跨导将增加导通损耗并且降低开关速度。

　　(2)电感负载关断。在电感负载关断状态，电压以几伏到电源电压之间波动，电流从恒定电流到零之间变化。为了避免发生“动态锁定”状态。某些制造厂提出利用栅极驱动电阻来降低关断dv/dt并且维持一定的电子电流。IR公司的IGBT在最高开关速度下工作时，不会发生任何问题，限制开关速度的原因是器件的外部电路，而不是器件的内部结构。

　　

 

　　(3)作为线性放大器工作。该器件更适合作线性放大器用。IR公司的IGBT在任意工作状态下都不会发生二次击穿现象。

　　2.5 跨导

　　半导体器件承受电流的能力受热约束或者增益/跨导的限制，如图5所示，当电流超过热能力后，IGBT(IRGPC50U)的跨导达到最大值，而在芯片面积相同的双极型晶体管中，当电流在工作范围以内时，双极型晶体管(BUX98)的增益将大大降低。IGBT也象功率MOSFET那样是无“增益限制”的。

　　当电流非常大时，IGBT的跨导减小，并且在短路状态下，随着温度升高，跨导进一步减小，这样，可保护IGBT。当栅极电压为15V时，在短路状态下，IR公司标准IGBT的电流密度可达10-20A/mm2。如此高的跨导，使IGBT具有非常好的开关特性和导通特性。

　　3. IGBT的额定参数

　　3.1 在25℃和100℃时的连续集电极电流IC:该参数表示从规定的壳温到额定结温时的直流电流，该电流可由下式计算：

　　IC=ΔT/θ-c.IC.VCE(ON)

　　式中，ΔT是众规定壳温到最高结温为150℃时，给定器件的连续集电极电流与壳温的关系。

　　2、脉冲集电极电流(ICM)：在 温度极限内IGBT的峰值电流可以超过额定的连续直流电流。

　　3、集电极—发射极电压(VCE)：为了避免PN结击穿，IGBT两端的电压决不能超过这个额定电值。

　　4、最高栅极—发射极电压(VGE)：栅极电压受栅极氧化层的厚度和特性限制。虽然栅极的绝缘击穿电压约为80V,但是，为了保证可靠工作并且限制故障状态下的电流，栅极电压通常应限制在20V以内。

　　5、箝位电感负载电流(ILM)：在电感负载电路中，这个额定值能够确保电流为规定值时，IGBT能够重复关断。这个额定值也能够保证IGBT同时承受高电压和大电流。

　　

 

　　6、25℃和100℃时的最大功率(PD)：它由下式计算：PD=ΔT/θJ-C

　　7、结温(TJ)：器件能够在-55℃到100℃的工业标准温度范围内正常工作。

　　4 应用中应注意几个问题

　　4.1栅极驱动要求

　　功率MOSFET对驱动电路的要求也适用于IGBT。

　　栅极驱动电路的阻抗，除了引起电流下降时间延迟外，栅极电阻还影响开关损耗。如图6所示，栅极电阻减小时，总损耗将减小。导通损耗主要由MOSFET的特性决定，关断损耗

　　

 

　　主要由少子决定，导通损耗比送断损耗受栅极电阻的影响更大。

　　为了减小dv/dt的影响，栅极通常应加入一个负偏压。但是，这样要求增加与高压侧开关器件隔离的电源。

　　栅极有助于控制IGBT承受短路电流的能力，降低栅极驱动电压，能够减小短路时的集电极电流和功耗。一种很简单的电路，就能完成这种功能，并且响应时间小于1μs。栅极驱动电路如图7所示。在某些应用中，栅极需要串入二极管—电阻网路。

　　4.2 功耗计算

　　在任意给定的时间侧，器件损耗的能量由下式计算：

　　

 

　　能量与频率相乘可得到功率。

　　晶体管截止时，1(t)≈0,损耗功率可忽略。为了便于分析，我们将损耗分为导通损耗和开关损耗。另外，开关损耗也可分为两类：具有理想二极管时IGBT的开关损耗和考虑二极管反射恢复时间时IGBT的开关损耗。

　　4.2.1 导通损耗

　　

 

　　IGBT导通时，如果电流为方波脉冲，那么导通能量就等于电流×电压降×导通时间。在任意电流和温度时的最高电压降，根据数据表提供的数据，可按以下两步得到：

　　首先，从图8所示IRGBC20集电极—发射极饱和电压与壳温的关系曲线上，找出能满足所需电流的集电极—发射极饱和电压。然后，为了得到最大压降，在给定结温下，从该曲线上得出的电压降，必须乘以电气特性表中给出的最大值与典型值之比。

　　如果栅极驱动电压不是15V,最大压降值还需要八一些修正。修正系数可参考IR公司的IGBT设计手册。

　　如果电流不是方波脉冲，导通损耗只能胜积分计算。这样，必须建立电流波形和电压降的数学表达式，这些函数关系可参考IR公司的IGBT设计手册。

　　4.2.2 带有理想二极管时IGBT的开关损耗

　　

 

　　在任意给定电流和温度的情况下，总开关损耗可按以下三步计算。首先，根据所需的电流和壳温从图9所示的曲线总开关损耗的典型值，在给定壳温的条件下，也可从图10所示的曲线找出总开关损耗的典型值。

　　该典型值乘以开关特性表中给出的最大值与典型值之比，即可得到最大开关损耗。

　　最后，由于开关损耗正比于电压，所以实际上给出的开关损耗是实际电路电压与测试电压(通常为器件额定电压的80%)之比。

　　4.2.3 考虑二极管反射恢复时间影响时IGBT的总开关损耗

　　在电流连接的电感负载电路中，开关导通引起续流二极管反射恢复，同时开关器件中产生很大的电流尖峰，从而IGBT和续流二极管的开关损耗增加。在这里我们只研究IGBT的开关损耗。考虑到二极管反射恢复引起的开关损耗，IGBT总的开关损耗可由下式给出：

　　ED=V1/2{(1+(Irr/I))ta-[1-(Irr/I)(tb/2)])

　　

 

　　式中，V1和I分别为电源电压和负载电流，Irr为峰值反向恢复电流，ta和tb为反向时间trr的两个分量。

　　4.3 散热器设计

　　应当记住，IFGBTB也象功率MOSFET和晶闸管那样，工作温度都有一定限制，因此良好的散热设计是IGBT有效应用的关键。

　　保证结温低于设计极限的散热器最大热阻可由下式计算：

　　Rths-A=[(ΔTj-a)/Pd]-Rthj-C-Rthc-sΔ

　　为了选出最佳的散热器，上式中各参数需要相互配合。

　　为了使管壳—散热器的热阻接近参数表给出的数值，安装图矩应当接受规定值，安装力矩过大，往往值损坏管芯，安装力矩过小，散热性能较差。